За включение блока питания ATX отвечает цепь на основе транзистора T9 и следующих за ним каскадов. В момент включения блока питания в сеть на базу транзистора через токоограничительный резистор R58 подается напряжение 5В с выхода источника дежурного питания, в момент замыкания провода PS-ON на массу схема запускает ШИМ-контроллер TL494. При этом отказ источника дежурного питания приведет к неопределенности работы схемы запуска БП и вероятному отказу включения, о чем уже упоминалось.

ПРИНЦИП РАБОТЫ TL494
НА ПРИМЕРЕ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ

TL494 по сути уже легендарная микросхема для импульсных блоков питания. Некоторые могут конечно возразить, что мол сейчас уже есть более новые, более продвинутые ШИМ контроллеры и какой смысл возится с этим старьем. Лично я на это могу сказать только одно – Лев Толстой писал вообще от руки и как писал! А вот наличие на Вашем компе две тысячи тринадцатого Ворда чет ни кого не сподвигло на написание хотя бы нормального рассказа. Ну да ладно, кому интересно смотрим дальше, кому нет – всего наилучшего!
Сразу хочу оговориться – речь будет идти о TL494 производства Техас Инструментс. Дело в том, что данный контроллер имеет огромное количество аналогов, производимых разными заводами и хотя структурная схема у них ОЧЕНЬ похожа, но это все равно не совсем одинаковые микросхемы – даже усилители ошибки на разных микросхемах имеют разный коф усиления при одной и той же пассивной обвязке. Так что после замены ОБЯЗАТЕЛЬНО перепроверьте параметры ремонтируемого блока питания – на эти грабли я лично наступал.
Ну это была присказка, а вот и сказка начинается. Перед Вами структурная схема TL494 как раз от Техас Инструментс. Если вглядеться, то не так уж много в ней и начинки, однако именно такое сочетание функциональных узлов позволило данному контроллеру завоевать огромнейшую популярность при копеешной стоимости.

Микросхемы выпускаются как в обычных ДИПовских корпусах, так и в планарных, для поверхностного монтажа. Цоколевка в обоих случаях аналогична. Лично я по причине своей подслеповатости предпочитаю работать по старинке – обычные резисторы, ДИПовские корпуса и так далее.

На седьмой и двенадцатый вывода у нас подается напряжение питания, на седьмой МИНУС, ну или ОБЩИЙ, на двенадцатый ПЛЮС. Диапазон питающих напржений довольно большой – от пяти до сорока вольт. Для наглядности микросхема обвязана пассивными элементами, которые и задают режимы ее работы. Ну а что для чего предназначено будет понятно по мере запуска микросхемы. Да, да именно запуска, поскольку микросхема начинает работать не сразу при подачи питания. Ну обо всем по порядку.
Итак, при подключении питания разумеется на двенадцатом выводе TL494 напряжение появится не мгновенно – потребуется какое время на зарядку конденсаторов фильтра питания, а мощность реального источника питания разумеется не бесконечна. Да, это процесс довольно скоротечен, но он все равно есть – напряжение питания увеличивается от нуля до номинального значение за какой то промежуток времени. Допустим, что номинальное напряжение питания у нас 15 вольт и мы его подали на плату контроллера.
Напряжение на выходе стабилизатора DA6 будет почти равно напряжению питания всей микросхемы пока основное питание не достигнет напряжения стабилизации. Пока оно ниже 3,5 вольт на выходе компаратора DA7 будет присутствовать уровень логической единицы, поскольку данный компаратор следит за величиной внутреннего опорного напряжения питания. Эта логическая единица подается на логический элемент ИЛИ DD1. Принцип работы логического элемента ИЛИ заключается в том, что если хотя бы на одном из его входов присутствует логическая единица на выходе будет единица, т.е. если единица на первом входе ИЛИ на втором, ИЛИ на третьем ИЛИ на четвертом, то на выходе DD1 будет единица и что будет на остальных входах значения не имеет. Таким образом, если напряжение питания ниже 3,5 вольт DA7 блокирует прохождение сигнала тактового сигнала дальше и на выходах микросхемы ни чего не происходит – управляющих импульсов нет.

Однако как только напряжение питания превышает 3,5 вольт напряжение на инвертирующем входе становится больше, чем на не инвертирующем и компаратор меняет свое выходное напряжение на логический ноль, тем самым снимая первую ступень блокировки.
Вторая ступень блокировки контролируется компаратором DA5, который следит за величиной напряжения питания, а именно на его величиной в 5 вольт, поскольку внутренний стабилизатор DA6 не может выдать напряжение больше чем на его входе. Как только напряжение питания превысит 5 вольт оно станет больше на инвертирующем входе DA5, поскольку на не инвертирующем входе оно ограничено напряжением стабилизации стабилитрона VDвн5. Напряжение на выходе компаратора DA5 станет равно логическому нулю и попадая на вход DD1 снимается вторая ступень блокировки.
Внутреннее опорное напряжение 5 вольт используется и внутри микросхемы и выводится за ее пределы через вывод 14. Внутреннее использование гарантирует стабильную работу внутренних компараторов DA3 и DA4, поскольку данные компараторы формируют управляющие импульсы исходя из величины пилообразного напряжения, формируемого генератором G1.
Тут лучше по порядку. В микросхеме имеется генератор пилы, частота которой зависит от времязадающих конденсатора С3 и резистора R13. Причем R13 не принимает непосредственного участия в формировании пилы, а служит регулирующим элементом генератора тока, который и производит зарядку конденсатора С3. Таким образом уменьшая номинал R13 увеличивается ток зарядки, конденсатор заряжается быстрее и соответственно увеличивается тактовая частота, а амплитуда формируемой пилы сохраняется.

Далее пила попадает на инвертирующий вход компаратора DA3. На не инвертирующем входе которого находится опорное напряжение величиной 0,12 вольта. Это как раз соответствует пяти процентам от всей длительности импульса. Другими словами не зависимо от частоты на выходе компаратора DA3 появляется логическая единица ровно на пять процентов от длительности всего управляющего импульса, тем самым блокируя элемент DD1 и обеспечивая время паузы между переключениями транзисторов выходного каскада микросхемы. Это не совсем удобно – если частота в процессе эксплуатации изменяется, то время паузы следует учитывать для максимальной частоты, ведь как раз время пауз будет минимальным. Однако эта проблема решает довольно легко, если величину опорного напряжения 0,12 вольт увеличить, соответственно увеличчится длительность пауз. Это можно сделать собрав делитель напряжения на резисторах или использовать диод с малым падением напряжения на переходе.

Так же пила с генератора попадает на компаратор DA4, который сравнивает ее величину с напряжением, формируемым усилителями ошибки на DA1 и DA2. Если величина напряжения с усилителя ошибки располагается ниже амплитуды пилообразного напряжения, то управляющие импульсы проходят без изменения на формирователь, если же на выходах усилителей ошибки имеется какое напряжение и оно больше минимального значения и меньше максимального напряжения пилы, то при достижении пилообразного напряжения уровня напряжения с усилителя ошибки компаратор DA4 формирует уровень логической единицы и выключает управляющий импульс, идущий на DD1.

После DD1 стоит инвертор DD2, который формирует фронты для работающего по фронту D-триггера DD3. Триггер с свою очередь делит тактовый сигнал на два и поочередно разрешает работу элементов И. Суть работы элементов И заключается в том, что на выходе элемента появляется логическая единица лишь в том случае, когда на его одном входе будет логическая единица И на остальных входах тоже будет присутствовать логическая единица. Вторые выводы этих логических элементов И соединены между собой и выведены на тринадцатый вывод, который может использоваться для внешнего разрешения работы микросхемы.
После DD4, DD5 стоит пара элементов ИЛИ-НЕ. Это уже знакомый элемент ИЛИ, только выходное напряжение у него инвертировано, т.е. НЕ соответствует истине. Другими словами, если хоть на одном из входов элемента будет присутствовать логическая единица, то на его выходе будет НЕ единица, т.е. ноль. А для того, чтобы на выходе элемента появилась логическая единица на обоих его входах должен присутствовать логический ноль.
Вторые входа элементов DD6 и DD7 соединены и подключены непосредственно на выход DD1, что блокирует элементы пока на выходе DD1 присутствует логическая единица.
С выходов DD6 и DD7 управляющие импульсы попадают на базы транзисторов выходного каскада ШИМ контроллера. Причем сама микросхема использует только базы, а коллекторы и эмиттеры выведены за приделы микросхемы и могут использоваться пользователем по своему усмотрению. Например соединив эмиттеры с общим проводом и подключив к коллекторам обмотки согласующего трансформатора мы можем непосредственно микросхемой управлять силовыми транзисторами.
Если же коллекторы транзисторов выходного каскада соединить с напряжением питания, а эмиттеры нагрузить резисторами, то получаем управляющие импульсы для непосредственного управления затворами силовых транзисторов, разумеется не очень мощных – ток коллектора транзисторов выходного каскада не должен превышать 250 мА.
Так же мы можем использовать TL494 для управления однотактными преобразователями, соединив коллекторы и эмиттеры транзисторов между собой. По этой схемотехнике можно строить и импульсные стабилизаторы – фиксированное время пауз не даст намагнитится индуктивности, а можно использовать и как многоканальный стабилизатор.
Теперь несколько слов схеме включения и об обвязке ШИМ контроллера TL494. Для большей наглядности возьмем несколько схем из интернета и попробуем в них разобраться.

СХЕМЫ АВТОМОБИЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ TL494

Для начала разберем автомобильные преобразователи. Схемы взяты КАК ЕСТЬ, поэтому я позволю кроме пояснений подчеркнуть некоторые нюансы, которые я бы сделал по другому.
Итак, схема номер 1 . Автомобильный преобразователь напряжения, имеющий стабилизированное выходное напряжение, причем стабилизация осуществляется косвенным образом – контролируется не выходное напряжение преобразователя, а напряжение на дополнительной обмотке. Разумеется, что выходные напряжения трансформатора взяимосвязаны, поэтому увеличение нагрузки на одной из обмоток вызывает провал напряжение не только на ней, но и на всех обмотках, которые намотаны на этом же сердечнике. Напряжение на дополнительной обмотке выпрямляется диодным мостом, проходит аттенюатор на резисторе R20, сглаживается конденсатором С5 и через резистор R21 попадает на первую ногу микросхемы. Вспоминаем структурную схему и видим, что первый вывод у нас есть не инвертирующий вход усилителя ошибки. Второй вывод – инвертирующий вход, через который с выход усилителя ошибки (вывод 3) заведена отрицательная обратная связь через резистор R2. Обычно параллельно этому резистору ставят конденсатор на 10…47 нано фарад – это несколько замедляет скорость реакции усилителя ошибки, но в тоже время значительно увеличивает стабильность его работы и полностью исключает эффект перерегулирования.

Перерегулирование – слишком сильная реакция контроллера на изменение нагрузки и вероятность возникновения колебательного процесса. К этому эффекту мы вернемся, когда полностью разберемся со всеми процессами в данной схеме, поэтому возвращаемся к выводу 2, на который подано смещение с вывода 14, который является выходом внутреннего стабилизатора на 5 вольт. Сделано это для более корректной работы усилителя ошибки – у усилителя однополярное напряжение питания и работать с напряжениями близкими по значению к нулю ему довольно сложно. Поэтому в таких случаях формируются дополнительные напряжения, чтобы загнать усилитель в рабочие режимы.
Кроме всего прочего стабилизированное напряжение 5 вольт используется для формирования «мягкого» старта – через конденсатор С1 оно подается на 4 вывод микросхемы. Напоминаю – от величины напряжения на этом выводе зависит время пауз между управляющими импульсами. Из этого не сложно сделать вывод, что пока конденсатор С1 будет разряжен время пауз будет настолько большим, что превысит длительность самих импульсов управления. Однако по мере зарядки конденсатора напряжение на четвертом выводе начнет уменьшаться уменьшая и время пауз. Длительность управляющих импульсов начнет увеличиваться пока не достигнет своего значения в 5 %. Данное схемотехническое решение позволяет ограничить ток через силовые транзисторы на время заряда конденсаторов вторичного питания и исключает перегрузку силового каскада, поскольку действующее значение выходного напряжения увеличивается постепенно.
Восьмой и одиннадцатый вывода микросхемы подключены к напряжению питания, следовательно выходной каскад работает в качестве эмиттерного повторителя, а так оно и есть – девятый и десятый выводы через токоограничивающие резисторы R6 и R7 подключены к резисторам R8 и R9, а так же к базам VT1 и VT2. Таким образом выходной каскад контроллера усилен – открытие силовых транзисторов осуществляется через резисторы R6 и R7, последовательно которым подключены диоды VD2 и VD3, а вот закрытие, на которое нужно гораздо больше энергии, происходит при помощи VT1 и VT2, включенных как эмиттерные повторители, но обеспечивающие большие ток именно при формировании на затворах нулевого напряжения.
Далее у нас по 4 силовых транзистора в плече, включенных параллельно, для получения большего тока. Откровенно говоря вызывает некоторое смущении использование именно этих транзисторов. Вероятней всего у автора данной схемы они попросту были в наличии и он решил их пристроить. Дело в том, что у IRF540 максимальный ток равен 23 амперам, энергия, запасенная в затворах равна 65 нано Кулонам, а наиболее популярные транзисторы IRFZ44 имеют максимальный ток в 49 ампер, при этом энергия затвора составляет 63 нано Кулона. Другими словами используя две пары IRFZ44 мы получаем небольшой прирост максимального тока и двухкратное снижения нагрузки на выходной каскад микросхемы, что лишь увеличивает надежность данной конструкции с точки зрения параметров. Да и формулу «Меньше деталей – больше надежность» ни кто не отменял.

Разумеется, что силовые транзисторы должны быть из одной партии, поскольку в этом случае разброс параметров между включенными в параллель транзисторами снижается. В идеале конечно же лучше подобрать транзисторы по коэффициенту усиления, но такая возможность случается не всегда, а вот приобрести транзисторы одной партии должно получится в любом случае.

Параллельно силовым транзисторам стоят последовательно соединенные резисторы R18, R22 и конденсаторы C3, C12. Это снаберы, которые призваны подавлять импульсы самоиндукции, которые неизбежно возникают при подаче на индуктивную нагрузку прямоугольных импульсов. Кроме этого дело усугубляется широтно-импульсной модуляцией. Тут стоит остановится подробней.
Пока силовой транзистор открыт через обмотку протекает ток, причем ток все время увеличивается и вызывает рост магнитного поля энергия которого передается во вторичную обмотку. Но как только транзистор закрывается ток через обмотку протекать перестает и магнитное поле начинает сворачиваться вызывая появление напряжение обратной полярности. Складываясь с уже имеющимся напряжением появляется короткий импульс, амплитуда которого может превышать приложенное первоначально напряжение. Это вызывает выброс тока вызывает повторную смену полярности наводимого самоиндукцией напряжения и теперь самоиндукция сокращает величину имеющегося напряжения и как только ток станет меньше снова происходит смена полярности импульса самоиндукции. Этот процесс носит затухающий характер, однако величины токов и напряжений самоиндукции прямопропорциональны габаритной мощности силового трансформатора.

В результате этих качелей в момент закрытия силового ключа на обмотке трансформатора наблюдаются ударные процессы и для их подавления как раз и используются снаберы – сопротивление резистора и емкость конденсатора подбираются таким образом, чтобы на зарядку конденсатора требовалось ровно столько времени, сколько требуется на смену полярности импульса самоиндукции трансформатора.
Зачем нужно бороться с этими импульсами? Все очень просто – в современных силовых транзисторах установлены диоды, причем напряжение падения у них значительно больше сопротивления открытого полевика и именно диодам приходится не сладко, когда они через себя начинаю гасить на шины питания выбросы самоиндукции и в основном корпуса силовых транзисторов греются не потому, что греются кристаллы переходов именно транзисторов, это греются внутренние диоды. Если же убрать диоды, то обратное напряжение буквально при первом же импульсе убьет силовой транзистор.
Если преобразователь не оснащен ШИМ стабилизацией, то время самоиндукционной болтанки сравнительно не велико – вскоре открывается силовой транзистор второго плеча и самоиндукция душится малым сопротивлением открытого транзистора.

Однако если же преобразователь имеет ШИМ контроль выходного напряжения, то паузы между открытием силовых транзисторов становятся довольно длинными и естественно время самоиндукционной болтанки значительно увеличивается, увеличивая нагрев диодов внутри транзисторов. Именно по этой причине при создании стабилизированных источников питания не рекомендуют закладывать запас выходного напряжения более 25 % - время пауз становится слишком длинным и это вызывает необоснованное повышение температуры выходного каскада даже при наличии снаберов.
По этой же причине подавляющее большинство заводских автомобильных усилителей мощности не имеют стабилизации даже если в качестве контроллера используется TL494 – экономят на площади теплоотводов преобразователя напряжения.
Ну теперь, когда основные узлы рассмотрены разберемся как работает ШИМ стабилизация. У нас на выходе заявлено двуполярное напряжение ±60 вольт. Из сказанного ранее становится понятно, что вторичная обмотка трансформатора должна быть рассчитана на выдачу 60 вольт плюс 25% процентов, т.е. 60 плюс 15 равно 75 вольта. Однако для получения действующего значения в 60 вольт длительность одной полуволны, точнее одного периода преобразования должен быть короче на 25% от номинального значения. Не забываем, что в любом случае вмешается еще время пауз между переключениями, следовательно вносимые формирователем пауз 5% отсекутся автоматически и наш управляющий импульс нужно уменьшить на оставшиеся 20%.
Эта пауза между периодами преобразования будет компенсироваться за счет накопленной в дросселе фильтра вторичного питания магнитной энергии и накопленного заряда в конденсаторах. Правда ставить перед дросселем электролиты я бы не стал, впрочем как и любые другие конденсаторы – кондеры лучше ставить после дросселя и кроме электролитов конечно же установить пленочные – они лучше подавляют как раз импульсные броски и помехи.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется следующим образом. Пока нагрузки нет или она очень мала энергия с конденсаторов С8-С11 почти не расходуется и для ее восстановления требуется не много энергии и амплитуда выходного напряжения с вторичной обмотки будет достаточно большой. Соответственно и амплитуда выходного напряжения с дополнительной обмотки будет большой. Это вызовет увеличение напряжения на первом выводе контроллера, что в свою очередь повлечет увеличение выходного напряжения усилителя ошибки и длительность управляющих импульсов сократится до такой величины, при которой наступит баланс между потребляемой мощностью и отдаваемой в силовой трансформатор.
Как только потребление начинает увеличиваться происходит понижение напряжения на дополнительной обмотке и естественно уменьшается напряжение на выходе усилителя ошибки. Это вызывает увеличение длительности управляющих импульсов и увеличение отдаваемой в трансформатор энергии. Длительность импульса увеличивается до тех пор, пока снова не наступит баланс потребляемой и отдаваемой энергий. Если же нагрузка уменьшается, то снова происходит разбалансировка и контроллер вынужден будет теперь сократить длительность управляющих импульсов.

При неправильно выбранных номиналах обратной связи может возникнуть эффект перерегулирования. Это касается не только TL494, а так же всех стабилизаторов напряжения. В случае с TL494 эффект перерегулирования обычно возникает в случаях отсутствия замедляющих реакцию обратной связи цепочек. Разумеется, что замедлять реакцию слишком сильно не следует – может пострадать коэффициент стабилизации, однако и слишком быстрая реакция идет не на пользу. А проявляется это следующим образом. Допустим у нас увеличилась нагрузка, напряжение начинает проваливаться, ШИМ контроллер пытается восстановить баланс, но делает это слишком быстро и увеличивает длительность управляющих импульсов не пропорционально, а гораздо сильнее. В этом случае действующее значение напряжения резко увеличивается. Разумеется теперь контроллер видит, что напряжение выше напряжения стабилизации и резко сокращает длительность импульсов, пытаясь сбалансировать выходное напряжение и опорное. Однако длительность импульсов стала короче, чем должна быть и выходное напряжение становится гораздо меньше необходимого. Контроллер снова увеличивает длительность импульсов, но опять перестарался – напряжение получилось больше необходимого и ему ни чего не остается делать, как снижать длительность импульсов.
Таким образом на выходе преобразователя формируется не стабилизированное напряжение а колеблющееся на 20-40% от установленного, причем как в сторону превышения, так и в сторону занижения. Разумеется, что такое питание вряд ли понравится потребителям, поэтому после сборки любого преобразователя следует его проверить на скорость реакции на шунтах, дабы не расстаться с только что собранной поделкой.
Судя по предохранителю преобразователь довольно мощный, однако в таком случае емкостей С7 и С8 явно маловато, их следует добавить хотя бы еще по три штуки каждого. Диод VD1 служит для защиты от переполюсовки и если таковая случится, то он вряд ли останется в живых – пережечь предохранитель на 30-40 ампер не так-то просто.
Ну и под занавес остается добавить то, что данный преобразователь не снабжен системой стенбая, т.е. при подключении к напряжению питания он сразу запускается и остановить его можно только отключив питание. Это не очень удобно – потребуется довольно мощный переключатель.

Автомобильный преобразователь напряжения номер 2 , так же имеет стабилизированное выходное напряжение, о чем свидетельствует наличие оптрона, светодиод которого подключен к выходному напряжению. Причем подключен через TL431, что значительно увеличивает точность поддержания выходного напряжения. Фототранзистор оптрона подключен также к стабилизированному напряжению второй микрухой TL431. Суть данного стабилизатора лично от меня ускользнула – в микросхеме есть стабилизированные пять вольт и ставить дополнительный стабилизатор как бы смысла не имеет. Эмиттер фототранзистора идет на не инвертирующий вход усилителя ошибки (вывод 1). Усилитель ошибки охвачен отрицательной обратной связью, причем для замедления ее реакции введены резистор R10 конденсатор С2.

Второй усилитель ошибки используется для принудительной остановки преобразователя в не штанной ситуации – при наличии на шестнадцатом выводе напряжения большего по величине, чем формирует делитель R13 и R16, а это примерно два с половиной вольта контроллер начнет сокращать длительность импульсов управления вплоть до их полного исчезновения.
Мягкий старт организован точно так же, как и в предыдущей схеме – через формирование времени пауз, правда емкость конденсатора С3 несколько маловата – я бы туда поставил на 4,7…10 мкФ.
Выходной каскад микросхемы работает в режиме эмиттерного повторителя, для усиления тока используется полноценный дополнительный эмиттерный повторитель на транзисторах VT1-VT4, который в свою очередь нагружен на затворы силовых полевиков, правда номиналы R22-R25 я бы снизил до 22…33 Ом. Дальше снаберы и силовой трансформатор, после которого диодный мост и сглаживающий фильтр. Фильтр в этой схеме выполнен более корректно – он на одном сердечнике и содержит одинаковое количество витков. Такое включение обеспечивает максимально возможную фильтрацию, поскольку встречные магнитные поля компенсируют друг друга.
Режим стенбай организован на транзисторе VT9 и реле К1, контакты которого подают питание только на контроллер. Силовая же часть подключена к напряжению питания постоянно и пока с контроллера по появятся управляющие импульсы транзисторы VT5-VT8 будут закрытыми.
О том, что на контроллер подано напряжение питания свидетельствует светодиод HL1.

Следующая схема… Следующая схема это… Это третий вариант автомобильного преобразователя напряжения , но давайте по порядку…

Начнем с основных отличий от традиционных вариантов, а именно использования в автомобильном преобразователе полумостового драйвера. Ну с этим еще можно как то смириться – внутри микросхемы находятся 4 транзистора с хорошей скоростью открытия-закрытия, да еще и двухамперных. Произведя соответствующее подключение ее можно загнать в режим работы Пуш-пулла, однако микросхема не производит инверсию выходного сигнала, а на ее входы управляющие импульсы подаются с коллекторов контроллера, следовательно как только контроллер выдаст паузу между управляющими импульсами на коллекторах выходного каскада ТЛки появятся уровни соответствующие логической единицы, т.е. близкие к напряжению питания. Пройдя Ирку импульсы будут поданы на затворы силовых транзситоров, которые будут благополучно открыты. Оба… Одновременно. Я конечно понимаю, что ушатать транзисторы FB180SA10 с первого раза может и не получится – все таки 180 ампер придется развить, а при таких токах обычно уже дорожки начинают отгорать, но все ж это как то слишком жестко. Да и стоимость этих самых транзисторов больше тысячи за один.
Следующим загадочным моментом является использование трансформатора тока, включенного в шину первичного питания, по которой протекает постоянный ток. Понятно, что в этом трансформаторе будет все таки что то наводится за счет изменения тока в момент переключения, но все ж это как то не совсем правильно. Не, защита от перегрузки работать будет, но насколько корректно? Ведь и выход трансформатора тока тоже спроектирован, мягко говоря уж слишком оригинально – при увеличении тока на 15 выводе, который является инвертирующим входом усилителя ошибки будет уменьшаться напряжение, которое формирует резистор R18 совместно с делителем на R20. Разумеется, что уменьшение напряжения на этом выходе вызовет увеличение напряжения с усилителя ошибки, что в свою очередь укоротит управляющие импульсы. Однако R18 подключен непосредственно к шине первичного питания и весь происходящий бардак на этой шине будет непосредственно сказываться на работе защиты от перегрузки.
Регулировка стабилизации выходного напряжения выполнена… Ну в принципе так же, как и работа силовой части… После запуска преобразователя, как только выходное напряжение достигает значения при котором начинает светится светодиод оптрона U1.2 транзистор оптрона U1.1 открывается. Его открытие вызывает уменьшение созданного делителем на R10 и R11 напряжения. Это в свою очередь вызывает снижение выходного напряжения усилителя ошибки, поскольку это напряжение подключено к не инвертирующему входу усилителя. Ну а раз на выходе усилителя ошибки напряжение снижается то контроллер начинает увеличивать длительность импульсов, тем самым увеличивая яркость свечения светодиода оптрона, который еще сильнее открывает фототранзистор и еще сильнее увеличивает длительность импульсов. Это происходит до тех пор, пока напряжение на выходе не достигнет максимально возможной величины.
В общем схема настолько оригинальна, что отдать ее на повторение можно только врагу и за этот грех Вам обеспечены вечные муки в Аду. Я не знаю кто виноват… Лично у меня сложилось впечатление, что это чья то курсовая работа, а может и дипломная, но в это верить не хочется, ведь если она была опубликована, то значит была защищена, а это говорит о том, что квалификация преподавательского состава гораздо в худшем состоянии, чем я думал…

Четвертый вариант автомобильного преобразователя напряжения .
Не скажу, что идеальный вариант, тем не менее в свое время к разработке данной схемы приложил руку. Тут сразу небольшая порция успокоительного – пятнадцать и шестнадцать выводы соединены вместе и подключены на общий провод, хотя по логике следовало бы пятнадцатый вывод соединить с четырнадцатым. Тем не менее заземление входов второго усилителя ошибки на работоспособности ни как не отразилось. Поэтому куда подключать пятнадцатый вывод уже оставлю на Ваше усмотрение.

Выход внутреннего стабилизатора на пять вольт в данной схеме используется весьма интенсивно. Из пяти вольт формируется опорное напряжение, с которым будет сравниваться выходное напряжение. Делается это при помощи резисторов R8 и R2. Для уменьшения пульсаций опорного напряжения параллельно R2 подключен конденсатор С1. Поскольку резисторы R8 и R2 одинаковые, то величина опорного напряжения составляет два с половиной вольта.
Так же пять вольт используются для мягкого старта – конденсатор С6 в момент включения краткосрочно формирует пять вольт на четвертом выводе контроллера, т.е. пока он заряжается время принудительных пауз между управляющими импульсами будет изменяться от максимального до номинального значения.
Эти же пять вольт подключены к коллектору фототранзистора оптрона DA, а его эмиттер, через небольшой делитель на R5 и R4 подключен к не инвертирующему входу первого усилителя ошибки – вывод 1. На вывод 2 заведена отрицательная обратная связь с выхода усилителя ошибки. Обратная связь имеет замедляющий реакцию контроллера конденсатор С2, емкость которого может располагаться в пределах от десяти нано фарад до шестидесяти восьми нано фарад.
Выходной каскад контроллера работает в режиме повторителя, а усиление по току производится транзисторным драйверным каскадом на VT3-VT6. Разумеется, что мощности драйверного каскада хватит на управление не одно парой силовых транзисторов, собственно на это и делалась ставка – первоначально плата с контроллером выполнялась отдельно от силовой части, но в итоге это оказалось не совсем удобно. Поэтому печатные проводники были перенесены на основную плату, а трансформаторов, ну и конечно же силовых транзисторов уже варьировалось методом удлинения платы.
Силовой трансформатор к транзисторам подключен через трансформатор тока, который отвечает за работоспособность защиты от перегрузки. Снаберы в данном варианте не ставились – использовались серьезные радиаторы.
Как только на клемме УПР появляется напряжение, разрешающее работу преобразователя открывается транзистор VT2, который в свою очередь загоняет в насыщение VT1. На эмиттере VT1 находится напряжение с интегрального стабилизатора на 15, который безприпятственно пропускает напряжение питания подаваемое с диода VD5, ведь оно меньше напряжения стабилизации. На этот диод, через резистор R28 подается основное напряжение питания двенадцать вольт. Открывшись VT1 подает питание на контроллер и транзисторы драйвера и происходит запуск преобразователя. Как только на силовом трансформаторе появляются импульсы напряжение на его обмотка достигает удвоенного значения основного питания и оно, проходя диоды VD4 и VD6, подается на вход стабилизатора на 15 вольт. Таким образом после запуска преобразователя питание контроллера осуществляется уже стабилизированным питанием. Данное схемотехническое решение позволяет сохранять устойчивую работу преобразователя даже при питании шесть – семь вольт.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется методом контроля свечения светодиода оптрона DA, светодиод которого подключен к нему через резистивный делитель. Причем контролируется только одно плечо выходного напряжения. Стабилизация второго плеча осуществляется через магнитную связь, которая возникает в сердечнике индуктивности L2 и L3, поскольку данный фильтр выполнен на одном сердечнике. Как только увеличивается нагрузка на положительном плече выходного напряжения сердечник начинает намагничиваться и в результате отрицательному напряжению с диодного моста труднее попадать на выход преобразователя, отрицательное напряжение начинает проваливаться, а на это у же реагирует светодиод оптрона, заставляя контроллер увеличить длительность управляющих импульсов. Другими словами дроссель кроме фильтрующих функций выполнять роль дросселя групповой стабилизации и работает точно так же, как он это делает в компьютерных блоках питания, стабилизируя сразу несколько выходных напряжений.
Защита от перегрузки несколько грубоватая, тем не менее вполне работоспособная. Порог защиты регулируется резистором R26. Как только ток через силовые транзисторы достигает критического значения напряжение с трансформатора тока открывает тиристор VS1, а он шунтирует на землю управляющее напряжение с клеммы УПР, тем самым снимая напряжение питания с контроллера. Кроме этого через резистор R19 происходит ускоренная разрядка конденсатора С7, емкость которого все таки лучше снизить до 100 мкФ.
Для сброса сработанной защиты необходимо снять, а затем снова подать напряжение на клемму УПР.
Еще одной особенностью данного преобразователя является использование конденсаторно-резистивного формирователя напряжения в затворах силовых транзисторов. Устанавливая эти цепочки удалось добиться на затворах отрицательного напряжения, которое призвано ускорить закрытие силовых транзисторов. Однако данный способ закрытия транзисторов не повлек ни роста КПД, ни снижения температуры, даже с использованием снаберов и от нее отказались – меньше деталей – больше надежность.

Ну и последний, пятый автомобильный преобразователь . Данная схема является логическим продолжением предыдущей, но оснащена дополнительными функциями, улучшающими ее потребительские свойства. Управляющее напряжение REM подается через восстанавливаемый термопредохранитель KSD301 на 85 градусов, который установлен на радиатор преобразователя. В идеале радиатор должен быть один и на усилитель мощности и на преобразователь напряжения.

Если контакты термопредохранителя замкнуты, т.е. температура меньше восьмидесяти пяти градусов, то управляющее напряжение с клеммы REM открывает транзистор VT14, тот в свою очередь открывает VT13 и на вход пятнадцати вольтовой КРЕНки попадает двенадцать вольт от основного источника питания. Поскольку входное напряжение ниже напряжения стабилизации КРЕНки на ее выходе оно появится почти без изменений – лишь падение на регулирующем транзисторе внесет небольшое падение. С КРЕНки питание подается на сам контроллер и транзисторы драйверного каскада VT4-VT7. Как только внутренний пяти вольтовый стабилизатор выдаст напряжение начнет заряжаться конденсатор С6 уменьшая длительность пауз между управляющими импульсами. Управляющие импульсы начнут открывать силовые транзисторы на вторичных обмотках трансформатора появятся и начнут увеличивать действующее значение вторичные напряжения. С первой вторичной обмотки напряжение величиной 24 вольта через выпрямитель со средней точкой попадет на плюсовой вывод конденсатора С18 и поскольку его напряжение больше, чем основное двенадцативольтовое диод VD13 закроется и теперь контроллер будет питаться от собственно вторичной обмотки. Кроме этого двадцать четыре вольта больше, чем пятнадцать, следовательно в работу включится пятнадцати вольтовый стабилизатор и теперь контроллер будет питаться стабилизированным напряжением.
По мере роста управляющих импульсов действующее значение напряжения будет увеличиваться и на второй вторичной обмотке и как только оно достигнет значения при котором начнет светиться светодиод оптрона DA фототранзистор начнет открываться и система начнет обретать устойчивое состояние – длительность импульсов перестанет увеличиваться, поскольку эмиттер фототранзистора подключен в не инвертирующему выводу усилителя ошибки контроллера. При увеличении нагрузки выходное напряжение начнет проседать, естественно яркость светодиода начнет уменьшаться, уменьшится и напряжение на первом выводе контроллера и контроллер увеличит длительность импульса ровно на столько, чтобы снова восстановить яркость свечения светодиода.
Контроль выходного напряжения осуществляется по отрицательному плечу, а реакция на изменения потребления в положительном плече осуществляется за счет дросселя групповой стабилизации L1. Для ускорения реакции контролируемого напряжения отрицательное плечо дополнительно нагружено резистором R38. Тут сразу следует оговориться – не нужно на вторичное питания навешивать слишком большие элеткролиты – на больших частотах преобразования от них не много толка, а вот на общий коэффициент стабилизации они могут оказать существенное влияние – чтобы напряжение в положительном плече начало увеличиваться в случае увеличения нагрузки напряжение в отрицательном плече должно тоже уменьшится. Если же в отрицательном плече потребление не большое, а емкость конденсатора довольно большая С24, то разряжаться он будет довольно долго и контроле попротсу не успеет отследить, что на положительном плече напряжение провалилось.
Именно по этой причине настоятельно рекомендуется на самой плате преобразователя ставить не более 1000 мкФ в плечо и по 220…470 мкФ на платах усилителя мощности и не более.
Не хватку же мощности на пиках звукового сигнала придется компенсировать габаритной мощностью трансформатора.
Защита от перегрузки выполнена на трансформаторе тока, напряжение с которого выпрямляется диодами VD5 и VD6 и попадает на регулятор чувствительности R26. Далее проходя диод VD4, который является некоторым ограничителем амплитуды, напряжение попадает на базу транзистора VT8. Коллектор этого транзистора подключен к входу триггера Шмидта, собранного на VT2-VT3 и как только транзистор VT8 откроется он закроет VT3. Напряжение на коллекторе VT3 увеличится и откроется VT2, открывая VT1.
И триггер и VT1 запитаны от пяти вольтового стабилизатора контроллера и при открытии VT1 пять вольт попадает на шестнадцатый вывод контроллера, резко сокращая длительность импульсов управления. Так же пять вольт через диод VD3 попадает на вывод четыре, увеличивая время принудительных пауз до максимально возможного значения, т.е. управляющие импульсы сокращаются сразу двумя способами – через усилитель ошибки, который не имеет отрицательной обратной связи и работает как компаратор сокращая длительность импульсов практически мгновенно, и через формирователь длительности пауз, который теперь через разряженный конденсатор начнет увеличивать длительность импульсов постепенно и если нагрузка по прежнему слишком большая снова сработает защита как только откроется VT8. Однако у триггера на VT2-VT3 есть еще одна задача – он следит за величиной основного первичного напряжения 12 вольт и как только оно станет меньше 9-10 вольт подаваемого на базу VT3 через резисторы R21 и R22 смещения будет не достаточно и VT3 закроется, открывая VT2 и VT1. Контроллер остановится и вторичное питание пропадет.
Данный модуль оставляет шанс на заводку автомобиля, если вдруг его владелец решит послушать музыку на не заведенной машине, а так же предохраняет усилитель мощности от резких провалов напряжения в момент запуска стартера автомобиля – преобразователь просто пережидает момент критического потребления оберегая и усилитель мощности и собственные силовые ключи.
Чертеж печатной платы данного преобразователя , причем там два варианта – одно и двух трансформаторные.
Зачем два трансформатора?
Для получения большей мощности. Дело в том, что габаритная мощность трансформатора в автомобильных преобразователях ограничена напряжением питания двенадцать вольт, которое требует определенного количества витков на трансформаторе. На кольце должно быть не менее четырех витков в первичной полуобмотке, для ш-образного феррита количество витков можно снизить до трех.

Это ограничение связанно прежде всего с тем, что при меньшем количестве витков магнитное поле уже становится не однородным и возникают слишком большие его потери. Отсюда так же вытекает не возможность увести частоту преобразования на более высокие частоты – придется сокращать количество витков, а это не допустимо.
Вот и получается, что габаритная мощность ограничена количеством витков первичной обмотки и не большим частотным диапазоном преобразования – ниже 20 кГц спускаться нельзя – помехи от преобразователя не должны находиться в звуковом диапазоне, поскольку они приложат все усилия, чтобы их стало слышно в динамиках.
Выше 40 кГц тоже не поднимешься – количество витков первичной обмотки становится слишком маленьким.
Если же хочется получить мощности побольше, то остается единственное решение – увеличивать количество трансформаторов и два это далеко не максимум от возможного.
Но тут встает ребром другой вопрос – как следить за всеми трансформаторами? Городить слишком серьезный дроссель групповой стабилизации или вводить энное количество оптронов не хочется. Поэтому единственным способом контроля остается последовательное соединение вторичных обмоток. В этом случае исключается и перекосы в потреблении и контролировать выходное напряжение значительно легче, однако к сборке и фазировке трансформаторов придется уделить максимальное внимание.
Теперь немного об отличиях принципиальной схемы и платы. Дело в том, что на данной принципиалке обозначены лишь самые основные моменты схемы, на печатной же элементы расставлены согласно реальности. Например на принципиалке нет пленочных конденсаторов по питанию, а на плате они есть. Разумеется посадочные отверстия под них сделаны согласно размерам тех конденсаторов, которые были в наличии на момент разработки. Разумеется, что в случае отсутствия емкости на 2,2 мкФ можно использовать на 1 мкФ, но не ниже 0,47 мкФ.
По питанию на схеме так же установлены электролиты на 4700 мкФ, однако на плате вместо них стоит целый набор кондеров на 2200 мкФ на 25 вольт, причем конденсаторы должны быть с малым ESR, это те самые, которые позиционируются продавцами как «для материнских плат». Они обычно маркированы либо серебристой, либо золотистой краской. Если будет возможность приобрести на 3300 мкФ на 25 вольт, то это будет даже лучше, но в наших краях такие попадаются довольно редко.
Несколько слов о якобы джамперах – это такие перемычки, которые соединяют дорожки сами с собой. Сделано это не просто так – толщина меди на плате ограничена, а протекающие по проводникам тока довольно большие и чтобы компенсировать потери в проводнике дорожку нужно либо буквально пролить припоем, а это по нынешним временам дороговато, либо продублировать токоведущими проводниками, тем самым увеличив суммарное сечение проводника. Данные джампера выполняются из медного одножильного провода сечением не менее два с половиной квадрата, в идеале конечно же потолше – квадрата четыре или шесть.
Диодный мост вторичного питания. На схеме указаны диоды в корпусе ТО-247, плата подготовлена под использования диодов в корпусе ТО-220. Тип диодов напрямую зависит от планируемого тока в нагрузке, ну и конечно же диоды лучше выбирать более быстрые – будет меньше саморазогрев.
Теперь несколько слов о моточных деталях.
Самым подозрительным в схеме является трансформатор тока – толстючими проводами первичной обмотки кажется будет трудно намотать пол витка, да еще в разные направления. На самом деле это самый простой компонент из моточных деталей. Для изготовления трансформатора тока используется телевизионный фильт питания, если ВДРУГ такой найти не удалось, то можно использовать ЛЮБОЙ ш-образный ферритовый сердечник, например солгасующий трансформатор от компьютерного блока питания. Сердечник прогревается градусов до 110-120 в течении десяти – двадцати минут и затем ращелкивается. Обмотки удаляются, на каркасе мотается вторичная обмотка, состоящая из 80-120 витков проводом 0,1…0,2 мм, разумеется сложенным в двое. Затем начало одной обмотки соединяется с концом второй, провода фиксируются любым удобным для Вас способом и каркас с обмоткой надевается на половинку сердечника. Затем в одно окно прокладывается один жгут силвой первичной обмотки, во втрое – второй и одевается вторая половинка сердечника. Вот и все! Две обмотки по пол витка в первичке и 100 витков во вторичке. Почему число витков не указано точно? Число витков должно быть таким, чтобы на резисторе R27 при максимальных токах получилось три – пять вольт. Но я ведь не знаю какой ток Вы сочтете максимальным, какие транзисторы будет использовать. А величину напряжения на R27 всегда можно подкорректировать подбором номинала этого самого резистора. Главное, чтобы трансформатор тока был перегружен по вторичной обмотке, а для этого нужно не менее 60-70 витков во вторичке – в этом случае будет минимальный нагрев сердечника.

Дроссель L2 выполнялся на сердечнике силового трансформатора импульсного блока питания телевизоров подходящего размера. В принципе его можно намотать и на сердечнике от трансформатора от компьютерного блока питания, но придется организовать не магнитный зазор 0,5…0,7 мм. Для его создания достаточно бросить внутрь каркаса с вставленной половинкой сердечника НЕ ЗАМКНУТОЕ колечко из обмоточного провода соответствующего диаметра.
Намотка дросселя производится до заполнения, а вот каким проводом придется рассчитать. Лично я предпочитаю работать либо со жгутами, либо с лентой. Лента конечно же компактней, с ее помощью получается очень большая плотность намотки но на ее изготовление уходит уйма времени, ну и клей конечно же на дороге не валяется. Изготовить жгут гораздо легче – для этого достаточно выяснить примерную длину проводника, сложить провод в несколько раз, а затем при помощи дрели свить его в жгут.
Какого и сколько провода нужно использовать? Тут уже зависит от предъявляемым к конечному изделию требованиям. В данном случае речь идет об автомобильной технике, которая по определению имеет очень плохие условия охлаждения, следовательно саморазогрев нужно свести к минимуму, а для этого нужно вычислить сечение проводника при котором он будет греться не сильно, либо вообще не греться. Последнее конечно предпочтительней, но это вызывает увеличение габаритов, а машина это не Икарус, в котором уйма места. Поэтому будем исходить из минимального нагрева. Разумеется, что можно конечно поставить вентиляторы, чтобы они в принудиловку продували и усилитель и преобразователь, да вот только пыль от наших дорог больно быстро убивает вентиляторы, поэтому лучше танцевать от естественного охлаждения и возьмем за основу напряженность в три ампера на квадратный миллиметр сечения проводника. Это довольно популярная напряженность, которую рекомендуют закладывать в расчет при изготовлении традиционного трансформатора на ш-образном железе. Для импульсных устройств рекомендуют ложить пять-шесть ампер на квадратный миллиметр, однако это подразумевает хорошую конвекцию воздуха, а у нас корпус закрытый, поэтому все таки берем три ампера.
Убедил что лучше три? А теперь даем поправку на то, что нагрузка то у усилителя не постоянная, ведь чистую синусоиду, да еще приближенную к клипингу ни кто не слушает, поэтому нагрев будет происходить не постоянно, поскольку действующее значение мощности усилителя равно примерно 2/3 от максимальной. Следовательно напряженность можно увеличить на тридцать процентов без каких либо рисков, т.е. довести ее до четырех ампер на квадратный миллиметр.
Еще разик, для большего понимания цифр. Условия охлаждения гадкие, провод от больших токов начинает греться, если он сильно тонкий, а если он смотан ееще в катушку, то нагревает сам себя. Для решения проблемы закладываем напряженность в два с половиной – три ампера на квадратный миллиметр сечения провода если нагрузка постоянная, если будем питать усилитель мощности, то напряженность увеличиваем до четырех – четырх с половиной ампер на квадратный миллиметр сечении проводника.
Теперь запускаем Эксель, надеюсь у всех есть такой калькулятор, и в верхней строке пишем по порядку: «Напряженность», затем «Диаметр провода», далее «Количество проводов», потом «Максимальный ток» и в последней ячейке «Мощность». Переходим в начало следующей строки и пишем пока цифру три, пусть пока будет три ампера на квадратный миллиметр. В следующей ячейке пишем цифру один, пусть пока будет провод диаметром один миллиметр. В следующей ячейке пишем десять, это будет количество проводов в жгуте.
А вот дальше уже ячейки в которых будут формулы. Для начала вычисляем сечение. Для этого диаметр делим на 2 – нам нужен радиус. Затем радиус умножаем на радиус, на всякий случай, чтобы наш калькулятор не затупил берем вычисление радиусов в скобки и все это умножаем на число пи. В результате получаем пи эр квадрат, т.е. площадь круга, которая и является сечением проводника. Затем, не выходя из редактирования ячейки умножаем получившийся результат на наш диаметр провода и умножаем на количество проводов. Нажимаем ЭНТЕР и видим цифру с кучей знаков после запятой. Такая большая точность не нужна поэтому округляем наш результат до одного знака после запятой, причем в большую сторону, чтобы был небольшой технологический запас. Для этого заходим в редактирование ячейки, выделяем нашу формулу и нажимаем КОНТРЛ ИКС – вырезать, затем нажимаем кнопку ФОРМУЛА и в строке МАТЕМАТИЧЕСКИЕ ДЕЙСТВИЯ выбираем ОКРУГЛИТЬ ВВЕРХ. Появляется диалоговое окно с вопросом что округлить и до скольки знаков. Ставим курсор в верхнее окошко и КОНТРЛ ВЭ вставляем вырезанную ранее формулу, а в нижнем окошке ставим единицу, т.е. округляем до одного знака и нажимаем ОК. Теперь в ячейке число с одной цифрой после запятой.
Осталось вставить формулу в последнюю ячейку, ну тут все просто – закон Ома. Мы имеем максимальный ток, который можем пользовать, а бортовое напряжение пусть будет двенадцать вольт, хотя на заведенном авто оно порядка тринадцати с хвостиком, но это не учитывается падение в соединительных проводах. Перемножаем получившийся ток на 12 и получаем максимальную расчетную мощность которая вызовет не сильный нагрев проводника, точнее жгута состоящего из десяти проводов диаметром один миллиметр.
На вопросы «А у меня нет такой кнопки, нет строки редактирования» я отвечать не буду уже снято и выложено более подроное описание использование Excel в расчетах блоков питания:

Возвращаемся к нашей поделке. С диаметрами проводов в жгуте и их количеством разобрались. Эти же расчеты можно использовать и при выяснении необходимого жгута в обмотках трансформатора, но напряженность можно увеличить до пяти - шести ампер на квадратный миллиметр – одна полуобмотка работает пятьдесят процентов времени, поэтому будет успевать охлаждаться. Можно напряженность в обмотке увеличить и до семи – восьми ампер, но тут уже начнет сказываться падение напряжения на активном сопротивлении жгута, а у нас вроде еще есть желание получить не плохой КПД, поэтому лучше не надо.
Если силовых транзисторов несколько, то необходимо сразу учесть, что количество проводов в жгуте должно быть кратно количеству транзисторов – жгут придется делить на количество силовиков и очень желательно равномерное распределение протекающих токов по обмотке.
Ну с расчетами вроде разобрались, можно приступать к намотке. Если это отечественное кольцо, то его необходимо подготовить, а именно сточить острые углы, чтобы не повредить изоляцию обмоточного провода. Затем кольцо изолируется тонким изолятором – использовать для этих целей изоленту не желательно. Виниловая потечет от температуры, а матерчатая имеет слишком большую толщину. В идеале – фторопластовая лента, но ее в продаже уже встретишь не часто. Термосктч – материал не плохой, но мотать им не совсем удобно, хотя если приловчится, то результат будет весьма не плохой. Одно время использовал автомобильный антигравий – кисточкой просто покрасил, дал высохнуть, еще раз покрасил и так три слоя. Механические свойства не плохие, а не большое пробивное напряжения данной изоляции не скажется на работе – в нашем случае все напряжение не большие. Сначала мотается вторичная обмотка, поскольку она более тонкая и витков в ней больше. Затем мотается первичная обмотка. Обе обмотки наматывают сразу в двое сложенными жгутами – так очень трудно ошибиться с количеством витков, которое должно быть одинаковым. Жгуты вызваниваются и соединяются в необходимой последовательности.

Если звонить лень, или мало времени, то до намотки жгуты можно окрасить в разные цвета. Покупается по паре перманентных маркера разных цветов, содержимое их контейнеров для краски буквально вымывается растворителем и затем этой краской покрываются жгуты сразу после свивки. Краска держится не очень крепко, но даже обтершись с наружних проводов жгута ее все равно видно внутри жгута краску.
Закрепить моточные детали на плате можно довольно многим способами, а это нужно сделать не только с моточными деталями – высокие электролиты от постоянной тряски тоже могут расстаться со своими ногами. Поэтому все это приклеевается. Можно воспользоваться полиуритановым клеем, можно автомобильным греметиков, а можно все тем же антигравием. Прелесть последнего заключатся в том, что при необходимости что то демонтировать его можно расквасить – положить на него обильно намоченную растворителем 647 тряпку, сунуть это все в целлофановый пакет и выждать часов пять – шесть. Антигравий от паров растворителя размягчается и сравнительно легко удаляется.
На этом по автомобильным преобразователям все, переходим к сетевым.
Тем же, у кого есть не уемное желание поумничать, мол наговорил, а ни чего не собрал отвечу сразу – я вообще то делюсь своим опытом, а не хвастаюсь, что вот я мол собрал преобразователь и он работает. То, что мелькало в кадре это или не удачные варианты, не прошедшие финальных замеров, либо пошедшие на разборку прототипы. Я не занимаюсь изготовлением под заказ единичных аппаратов, а если и занимаюсь, то прежде всего лично мне это должно быть интересно либо схемотехнически, либо материально, но тут придется сильно заинтересить.

Вчера дошли руки до практического изучения этого, самого распространенного до недавнего времени, (на сегодняшний момент технологии пошли дальше) ШИМ-контроллера. У меня скопилось около 30 неисправных блоков. Не знаю, что первичнее, я их коллекционировал, чтобы научиться их ремонтировать, или я мечтал научиться их ремонтировать, для того и коллекционировал=))) Игрушечный осциллограф miniDSO DS203 я покупал(уже несколько лет назад), в первую очередь, с целью практического исследования импульсных источников. Тогда я с ним поиграл, и забросил идею ремонта блоков питания. У меня не хватило опыта и морального духу, чтобы разобраться в устройстве микросхемы.
До сих пор мне удавалось отремонтировать только блоки с незначительными поломками.
Описаний работы микросхемы в интернете хоть отбавляй, я и раньше читал, например, эту статью, но ничего с ходу не понял.
Управляющая микросхема TL494
А тут мне попалось видео как парень запросто взял и отремонтировал блок.
Ссылка на тот момент, где он проверяет исправность микросхемы ШИМ.
Правильный ремонт блока питания ATX (by TheMovieAll)
Вобщем я опять достал один из неисправных блоков, и начал повторять за ним.
На AT блоке эксперимент удался сразу, при подаче питания с внешнего источника, микросхема запустилась, и я мог наблюдать "правильные" осциллограммы на 5-ой, 8-ой, и 11-ой ножках микросхемы. С ATX болком сразу не получилось.
Помучавшись немго, попытавшись запустить ШИМ в нескольких ATX блоках, я подумал, что не может быть, чтобы у всех был неисправен именно ШИМ. Значит я делаю что-то не так. Только тогда возникла мысль о PS-on сигнале. Замкнул его на землю, и заработало! Тут хочется добавить, замыкание резистора на 4-ой ножке, не универсальный метод, зависит от конкретного рисунка платы блока, часто DTC соединен с Vref так, что их не разъединить не разрезав дорожку. Парню TheMovieAll повезло, он замкнув резистор не посадил на землю Vref. Лучше этот резистор вообще не трогать. Более корректная методика - по инструкции с известного сайта ROM.by, пункт 3. Хотя я и читал ее несколько лет назад, обилие информации не позволило мне осмыслить и понять. Ну, видимо, некоторые вещи должны осмысливаться годами=)))
ROM.by: Азбука молодого ремонтника БП. Прочти, потом задавай вопрос.
Цитата:
"Проверка микросхемы ШИМ TL494 и аналогичных (КА7500).
Про остальные ШИМ будет написано дополнительно.
1. Включаем блок в сеть. На 12 ноге должно быть порядка 12-30V.
2. Если нет - проверяйте дежурку. Если есть - проверяем напряжение на 14 ноге - должно быть +5В (+-5%).
3. Если нет - меняем микросхему. Если есть - проверяем поведение 4 ноги при замыкании PS-ON на землю. До замыкания должно быть порядка 3...5В, после - около 0.
4. Устанавливаем перемычку с 16 ноги (токовая защита) на землю (если не используется - уже сидит на земле). Таким образом временно отключаем защиту МС по току.
5. Замыкаем PS-ON на землю и наблюдаем импульсы на 8 и 11 ногах ШИМ и далее на базах ключевых транзисторов.
6. Если нет импульсов на 8 или 11 ногах или ШИМ греется – меняем микросхему. Желательно использовать микросхемы от известных производителей (Texas Instruments, Fairchild Semiconductor и т.д.).
7. Если картинка красивая – ШИМ и каскад раскачки можно считать живым.
8. Если нет импульсов на ключевых транзисторах - проверяем промежуточный каскад (раскачку) – обычно 2 штуки C945 с коллекторами на трансе раскачки, два 1N4148 и емкости 1...10мкф на 50В, диоды в их обвязке, сами ключевые транзисторы, пайку ног силового трансформатора и разделительного конденсатора."

Генератор импульсов используется для лабораторных исследований при разработке и наладке электронных устройств. Генератор работает в диапазоне напряжений от 7 до 41 вольта ивысокой нагрузочной способностью зависящей от выходного транзистора. Амплитуда выходных импульсов может быть равна значению питающего напряжения микросхемы, вплоть до предельного значения напряжения питания этой микросхемы +41 В. Его основа - известная всем, часто используемая в.

Предельные значения параметров:

Напряжение питания 41В
Входное напряжениеусилителя (Vcc+0.3)В
Выходное напряжение коллектора 41В
Выходной ток коллектора 250мА
Общая мощность рассеивания в непрерывном режиме 1Вт
Рабочий диапазон температур окружающей среды:
-c суффиксом L -25..85С
-с суффиксом С.0..70С
Диапазон температур хранения -65…+150С

Принципиальная схема устройства

Схема генератора прямоугольных импульсов

Печатная плата генератора на TL494 и другие файлы находятся в отдельном.

Детали генератора импульсов

Конденсаторы С1-С4 времязадающей цепи выбираются под необходимый частотный диапазон и емкость их может быть от 10 микрофарад для инфранизкого поддиапазона до 1000 пикофарад - для наиболее высокочастотного.

При ограничении среднего тока в 200 мА схема способна достаточно быстро зарядить затвор, но
разрядить его выключенным транзистором невозможно. Разряжать затвор с помощью заземленного резистора – также неудовлетворительно медленно. Для этих целей применяется независимый комплементарный повторитель.

• Читайте: "Как сделать из компьютерного".

Общее описание и использование

TL 494 и ее последующие версии - наиболее часто применяемая микросхема для построения двухтакных преобразователей питания.

• TL494 (оригинальная разработка Texas Instruments) - ИС ШИМ преобразователя напряжения с однотактными выходами (TL 494 IN - корпус DIP16, -25..85С, TL 494 CN - DIP16, 0..70C).
• К1006ЕУ4 - отечественный аналог TL494
• TL594 - аналог TL494 c улучшенной точностью усилителей ошибки и компаратора
• TL598 - аналог TL594 c двухтактным (pnp-npn) повторителем на выходе

Настоящий материал - обобщение на тему оригинального техдока Texas Instruments , публикаций International Rectifier ("Силовые полупроводниковые приборы International Rectifier", Воронеж, 1999) и Motorola.

Достоинства и недостатки данной микросхемы:

• Плюс: Развитые цепи управления, два дифференциальный усилителя (могут выполнять и логические функции)
• Минус: Однофазные выходы требуют дополнительной обвески (по сравнению с UC3825)
• Минус: Недоступно токовое управление, относительно медленная петля обратной связи (некритично в автомобильных ПН)
• Минус: Cинронное включение двух и более ИС не так удобно, как в UC3825

1. Особенности микросхем TL494

Цепи ИОНа и защиты от недонапряжения питания . Схема включается при достижении питанием порога 5.5..7.0 В (типовое значение 6.4В). До этого момента внутренние шины контроля запрещают работу генератора и логической части схемы. Ток холостого хода при напряжении питания +15В (выходные транзисторы отключены) не более 10 мА. ИОН +5В (+4.75..+5.25 В, стабилизация по выходу не хуже +/- 25мВ) обеспечивает вытекающий ток до 10 мА. Умощнять ИОН можно только используя npn-эмиттерный повторитель (см TI стр. 19-20), но на выходе такого "стабилизатора" напряжение будет сильно зависеть от тока нагрузки.

Генератор вырабатывает на времязадающем конденсаторе Сt (вывод 5) пилообразное напряжение 0..+3.0В (амплитуда задана ИОНом) для TL494 Texas Instruments и 0...+2.8В для TL494 Motorola (чего же ждать от других?), соответственно для TI F=1.0/(RtCt), для Моторолы F=1.1/(RtCt).

Допустимы рабочие частоты от 1 до 300 кГц, при этом рекомендованный диапазон Rt = 1...500кОм, Ct=470пФ...10мкФ. При этом типовой температурный дрейф частоты составляет (естественно без учета дрейфа навесных компонентов) +/-3%, а уход частоты в зависимости от напряжения питания - в пределах 0.1% во всем допустимом диапазоне.

Для дистанционного выключения генератора можно внешним ключом замкнуть вход Rt (6) на выход ИОНа, или - замкнуть Ct на землю. Разумеется, сопротивление утечки разомкнутого ключа должно учитываться при выборе Rt, Ct.

Вход контроля фазы покоя (скважности) через компаратор фазы покоя задает необходимую минимальную паузу между импульсами в плечах схемы. Это необходимо как для недопущения сквозного тока в силовых каскадах за пределами ИС, так и для стабильной работы триггера - время переключения цифровой части TL494 составляет 200 нс. Выходной сигнал разрешен тогда, когда пила на Cт превышает напряжение на управляющем входе 4 (DT). На тактовых частотах до 150 кГц при нулевом управляющем напряжении фаза покоя = 3% периода (эквивалентное смещение управляющего сигнала 100..120 мВ), на больших частотах встроенная коррекция расширяет фазу покоя до 200..300 нс.

Используя цепь входа DT, можно задавать фиксированную фазу покоя (R-R делитель), режим мягкого старта (R-C), дистанционное выключение (ключ), а также использовать DT как линейный управляющий вход. Входная цепь собрана на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой, поэтому следует избегать высокоомных резисторов (не более 100 кОм). На TI, стр. 23 приведен пример защиты от перенапряжения с использованием 3-выводного стабилитрона TL430 (431).

Усилители ошибки - фактически, операционные усилители с Ку=70..95дБ по постоянному напряжению (60 дБ для ранних серий), Ку=1 на 350 кГц. Входные цепи собраны на pnp-транзисторах, поэтому входной ток (до 1.0 мкА) вытекает из ИС а не втекает в нее. Ток достаточно большой для ОУ, напряжение смещения тоже (до 10мВ) поэтому следует избегать высокоомных резисторов в управляющих цепях (не более 100 кОм). Зато благодаря использованию pnp-входов диапазон входных напряжений - от -0.3В до Vпитания-2В.

Выходы двух усилителей объединены диодным ИЛИ. Тот усилитель, на выходе которого большее напряжение, перехватывает управление логикой. При этом выходной сигнал доступен не порознь, а только с выхода диодного ИЛИ (он же вход компаратора ошибки). Таким образом, только один усилитель может быть замкнут петлей ОС в линейном режиме. Этот усилитель и замыкает главную, линейную ОС по выходному напряжению. Второй усилитель при этом может использоваться как компаратор - например, превышения выходного тока, или как ключ на логический сигнал аварии (перегрев, КЗ и т.п.), дистанционного выключения и пр. Один из входов компаратора привязывается к ИОНу, на втором организуется логическое ИЛИ аварийных сигналов (еще лучше - логическое И сигналов нормальных состояний).

При использовании RC частотнозависимой ОС следует помнить, что выход усилителей - фактически однотактный (последовательный диод!), так что заряжать емкость (вверх) он зарядит, а вниз - разряжать будет долго. Напряжение на этом выходе находится в пределах 0..+3.5В (чуть больше размаха генератора), далее коэффициент напряжения резко падает и примерно при 4.5В на выходе усилители насыщаются. Аналогично, следует избегать низкоомных резисторов в цепи выхода усилителей (петли ОС).

Усилители не предназначены для работы в пределах одного такта рабочей частоты. При задержке распространения сигнала внутри усилителя в 400 нс они для этого слишком медленные, да и логика управления триггером не позволяет (возникали бы побочные импульсы на выходе). В реальных схемах ПН частота среза цепи ОС выбирается порядка 200-10000 Гц.

Триггер и логика управления выходами - При напряжении питания не менее 7В, если напряжение пилы на генераторе больше чем на управляющем входе DT, и если напряжение пилы больше чем на любом из усилителей ошибки (с учетом встроенных порогов и смещений) - разрешается выход схемы. При сбросе генератора из максимума в ноль - выходы отключаются. Триггер с парафазным выходом делит частоту надвое. При логическом 0 на входе 13 (режим выхода) фазы триггера объединяются по ИЛИ и подаются одновременно на оба выхода, при логической 1 - подаются парафазно на каждый выход порознь.

Выходные транзисторы - npn Дарлингтоны со встроенной тепловой защитой (но без защиты по току). Таким образом, минимальное падение напряжение между коллектором (как правило замкнутым на плюсовую шину) и эмитттером (на нагрузке) - 1.5В (типовое при 200 мА), а в схеме с общим эмиттером - чуть лучше, 1.1 В типовое. Предельный выходной ток (при одном открытом транзисторе) ограничен 500 мА, предельная мощность на весь кристалл - 1Вт.

2. Особенности применения

Работа на затвор МДП транзистора. Выходные повторители

При работе на емкостную нагрузку, какой условно является затвор МДП транзистора, выходные транзисторы TL494 включаются эмиттерным повторителем. При ограничении среднего тока в 200 мА схема способна достаточно быстро зарядить затвор, но разрядить его выключенным транзистором невозможно. Разряжать затвор с помощью заземленного резистора - также неудовлетворительно медленно. Ведь напряжение на условной емкости затвора спадает по экспоненте, а для закрытия транзистора затвор надо разрядить от 10В до не более 3В. Ток разряда через резистор будет всегда меньше тока заряда через транзистор (да и греться резистор будет неслабо, и красть ток ключа при ходе вверх).

Вариант А. Цепь разряда через внешний pnp транзистор (заимствовано на сайте Шихмана - см. "Блок питания усилителя Jensen"). При зарядке затвора ток, протекающий через диод, запирает внешний pnp-транзистор, при выключении выхода ИС - заперт диод, транзистор открывается и разряжает затвор на землю. Минус - работает только на небольшие емкости нагрузки (ограниченные токовым запасом выходного транзистора ИС).

При использовании TL598 (c двухтактным выходом) функция нижнего, разрядного, плеча уже зашита на кристалле. Вариант А в этом случае нецелесообразен.

Вариант Б. Независимый комплементарный повторитель. Так как основная токовая нагрузка отрабатывается внешним транзистором, емкость (ток заряда) нагрузки практически не ограничена. Транзисторы и диоды - любые ВЧ с небольшим напряжением насыщения и Cк, и достаточным запасом по току (1А в импульсе и более). Например, КТ644+646, КТ972+973. "Земля" повторителя должна распаиваться непосредственно рядом с истоком силового ключа. Коллекторы транзисторов повторителя обязательно зашунтировать керамической емкостью (на схеме не показана).

Какую схемы выбрать - зависит прежде всего от характера нагрузки (емкость затвора или заряд переключения), рабочей частоты, временных требований к фронтам импульса. А они (фронты) должны быть как можно быстрее, ведь именно на переходных процессах на МДП ключе рассеивается большая часть тепловых потерь. Рекомендую обратится к публикациям в сборнике International Rectifier для полного анализа задачи, сам же ограничусь примером.

Мощный транзистор - IRFI1010N - имеет справочный полный заряд на затворе Qg=130нКл. Это немало, ведь транзистор имеет исключительно большую площадь канала, чтоб обеспечить предельно низкое сопротивление канала (12 мОм). Именно такие ключи и требуются в 12В преобразователях, где каждый миллиом на счету. Чтоб гарантированно открыть канал, на затворе надо обеспечить Vg=+6В относительно земли, при этом полный заряд затвора Qg(Vg)=60нКл. Чтоб гарантированно разрядить затвор, заряженный до 10В, надо рассосать Qg(Vg)=90нКл.

2. Реализация защиты по току, мягкого старта, ограничения скважности

Как правило, в роли датчика тока так и просится последовательный резистор в цепи нагрузки. Но он будет красть драгоценные вольты и ватты на выходе преобразователя, да и контролировать только цепи нагрузки, а КЗ в первичных цепях обнаружить не сможет. Решение - индуктивный датчик тока в первичной цепи.

Собственно датчик (трансформатор тока) - миниатюрная тороидальная катушка (внутренний ее диаметр должен, помимо обмотки датчика, свободно пропустить провод первичной обмотки главного силового трансформатора). Сквозь тор пропускаем провод первичной обмотки трансформатора (но не "земляной" провод истока!). Постоянную времени нарастания детектора задаем порядка 3-10 периодов тактовой частоты, спада - в 10 раз более, исходя из тока срабатывания оптрона (порядка 2-10 мА при падении напряжения 1.2-1.6В).

В правой части схемы - два типовых решения для TL494. Делитель Rdt1-Rdt2 задает максимальную скважность (минимальную фазу покоя). Например, при Rdt1=4.7кОм, Rdt2=47кОм на выходе 4 постоянное напряжение Udt=450мВ, что соответствует фазе покоя 18..22% (в зависимости от серии ИС и рабочей частоты).

При включении питания Css разряжен и потенциал на входе DT равен Vref (+5В). Сss заряжается через Rss (она же Rdt2), плавно опуская потенциал DT до нижнего предела, ограниченного делителем. Это "мягкий старт". При Css=47мкФ и указанных резисторах выходы схемы открываются через 0.1 с после включения, и выходят на рабочую скважность еще в течении 0.3-0.5 с.

В схеме, помимо Rdt1, Rdt2, Css присутствуют две утечки - ток утечки оптрона (не выше 10 мкА при высоких температурах, порядка 0.1-1 мкА при комнатной температуре) и вытекающий из входа DT ток базы входного транзистора ИС. Чтобы эти токи не влияли существенно на точность делителя, Rdt2=Rss выбираем не выше 5 кОм, Rdt1 - не выше 100 кОм.

Разумеется, выбор именно оптрона и цепи DT для управления непринципиален. Возможно и использование усилителя ошибки в режиме компаратора, и блокировка емкости или резистора генератора (например, тем же оптроном) - но это именно выключение, а не плавное ограничение.

Генератор на TL494 с регулировкой частоты и скважности

Очень полезным устройством при проведении экспериментов и настроечных работ является генератор частоты. Требования к нему невелики, нужны лишь:

• регулировка частоты (периода следования импульсов)
• регулировка скважности (коэффициент заполнения, длина импульсов)
• широкий диапазон

Диапазон регулировки частоты генератора чрезвычайно высок - от десятков герц до 500 кГц, а в некоторых случаях - и до 1 МГц, зависит от микросхемы, у разных производителей разные реальные значения максимальной частоты, которую можно "выжать".

Перейдём к описанию схемы:

Пит± и Пит~ - питание цифровой части схемы, постоянным и переменным напряжением соответственно, 16-20 вольт.
Vout - напряжение питания силовой части, именно оно будет на выходе генератора, от 12 вольт. Чтобы запитать цифровую часть схемы от этого напряжения, необходимо соединить Vout и Пит± с учётом полярности (от 16 вольт).
OUT(+/D) - силовой выход генератора, с учётом полярности. + - плюс питания, D - drain полевого транзистора. К ним подключается нагрузка.
G D S - винтовая колодка для подключения полевого транзистора, который выбирается по параметрам в зависимости от ваших требований к частоте и мощности. Разводка печатной платы выполнена с учётом минимальной длины проводников к выходному ключу и необходимой их ширины.

Органы управления:

Rt - переменный резистор управления диапазоном частот генератора, его сопротивление необходимо выбрать под ваши конкретные требования. Онлайн калькулятор расчёта частоты TL494 прилагается ниже. Резистор R2 ограничивает минимальное значения сопротивления времязадающего резистора микросхемы. Его можно подобрать под конкретный экземпляр микросхемы, а можно ставить таким, как на схеме.
Ct - частотозадающий конденсатор, отсыл, опять же, к онлайн калькулятору. Позволяет задать диапазон регулировки под ваши требования.
Rdt - переменный резистор для регулировки скважности. Резистором R1 можно точно подогнать диапазон регулировки от 1% до 99%, также вместо него можно поставить вначале перемычку.

Несколько слов о работе схемы. Подачей низкого уровня на 13 вывод микросхемы (output control) она переведена в однотактный режим. Нижний по схеме транзистор микросхемы нагружен на резистор R3 для создания выхода для подключения к генератору измерителя частоты (частотометра). Верхний же транзистор микросхемы управляет драйвером на комплиментарной паре транзисторов S8050 и S8550, задача которого - управлять затвором силового выходного транзистора. Резистор R5 ограничивает ток затвора, его значение можно менять. Дроссель L1 и конденсатор ёмкостью 47n образую фильтр для защиты TL494 от возможных помех, создаваемых драйвером. Индуктивность дросселя, возможно, следует подобрать под ваш диапазон частот. Следует отметить, что тразнисторы S8050 и S8550 выбраны не случайно, так как они имеют достаточную мощность и скорость, что обеспечит необходимую крутизну фронтов. Как видите, схема предельно проста, и, в то же время, функциональна.

Переменный резистор Rt следует выполнить в виде двух последовательно соединённых резисторов - однооборотного и многооборотного, если вам нужна плавность и точность регулировки частоты.

Печатная плата, следуя традиции, нарисована фломастером и вытравлена медным купоросом.

В качестве силового транзистора можно использовать практически любые полевые транзисторы, подходящие по напряжению, току и частоте. Это могут быть: IRF530, IRF630, IRF640, IRF840.

Чем меньше сопротивление транзистора в открытом состоянии, тем меньше он будет нагреваться при работе. Тем не менее, наличие радиатора на нём обязательно.

Собрано и проверено по схеме, которую предоставил flyer.

Только самое главное.
Напряжение питания 8-35в (вроде можно до 40в, но не испытывал)
Возможность работать в однотактном и двухтактном режиме.

Для однотактного режима максимальная длительность импульса составляет 96% (не меньше 4% мертвого времени).
Для двухтактного варианта – длительность мертвого времени не может быть меньше 4%.
Подавая на вывод 4 напряжение 0…3,3в можно регулировать мертвое время. И осуществлять плавный запуск.
Имеется встроенный стабилизированный источник опорного напряжения 5в и током до 10ма.
Имеется встроенная защита от пониженного напряжения питания, выключаясь ниже 5,5…7в (чаще всего 6,4в). Беда в том, что при таком напряжении мосфеты уже переходят в линейный режим и сгорают…
Имеется возможность выключит генератор микросхемы замкнув ключом вывод Rt (6) вывод опорного напряжения (14) или вывод Ct (5) на землю.

Рабочая частота 1…300кГц.

Два встроенных операционных усилителя «ошибки» с коэффициентом усиления Ку=70..95Дб. Входы - выводы (1); (2) и (15); (16). Выходы усилителей объединены элементом ИЛИ, поэтому тот на выходе которого напряжение больше и управляет длительностью импульса. Один из входов компаратора обычно привязывают к опорному напряжению (14), а второй – куда нада…Задержка сигнала внутри Усилителя 400нс, они не предназначены для работы в пределах одного такта.

Выходные каскады микросхемы при среднем токе в 200ма, достаточно быстро заряжают входную емкость затвора мощного мосфета, но не обеспечивают ее разряд. за приемлемое время. В связи с чем обязательно необходим внешний драйвер.

Вывод (5) кондесатор С2 и вывод (6) резисторы R3; R4 - задают частоту внутреннего генератора микросхемы. В двухтактном режиме она делиться на 2.

Есть возможность синхронизации, запуск входными импульсами.

Однотактный генератор с регулировкой частоты и скважности
Однотактный генератор с регулировкой частоты и скважности (отношение длительности импульса к длительности паузы). С одно транзисторным выходным драйвером. Такой режим реализуется, если соединить вывод 13 с общей шиной питания.

Схема (1)

Измеряя операционным усилителем напряжение на резисторе R10, можно ограничить выходной ток. На второй вход подается опорное напряжение делителем R5; R6. Ну понимаете R10 будет греться.

Цепь С6; R11, на (3) ногу, ставят для большей устойчивости, даташит просит, но работает и без нее. Транзистор можно взять и npn структуры.

Схема (2)

Схема (3)

Однотактный генератор с регулировкой частоты и скважности. С двух транзисторным выходным драйвером (комплементарный повторитель).
Что могу сказать? Форма сигнала лучше, сокращаются переходные процессы в моменты переключения, выше нагрузочная способность, меньше тепловые потери. Хотя может быть это субъективное мнение. Но. Сейчас я использую только двух транзисторный драйвер. Да, резистор в цепи затвора ограничивает скорость переходных процессов при переключении.

Схема (4)

Схема рабочая, собиралась мной в нескольких вариантах. Выходное напряжение зависит от количества витков катушки L1, ну и от сопротивления резисторов R7; R10; R11, которые при налаживании подбираются... Саму катушку можно мотать на чем угодно. Размер - в зависимости от мощности. Кольцо, Ш-сердечник, даже просто на стержне. Но она не должна входить в насыщение. Поэтому если кольцо из феррита, то нужно разрезать и склеить с зазором. Хорошо пойдут большие кольца из компьютерных блоков питания, их резать не надо, они из "рапыленного железа" зазор уже предусмотрен. Если сердечник Ш-образный - ставим не магнитный зазор, бывают с коротким средним керном - эти уже с зазором. Короче, мотаем толстым медным или монтажным проводом (0,5-1,0мм в зависимости от мощности) и числом витков 10-и больше (в зависимости, какое напряжение желаем получить). Подключаем нагрузку на планируемое напряжение небольшой мощности. Подключаем наше творение к аккумулятору через мощную лампу. Если лампа не загорелась в полный накал - берем вольтметр и осцилограф...

Подбираем резисторы R7; R10; R11 и число витков катушки L1, добиваясь задуманного напряжения на нагрузке.

Дроссель Др1 - 5...10 витков толстым проводом на любом сердечнике. Видел даже варианты, где L1 и Др1 намотаны на одном сердечнике. Сам не проверял.

Схема (5)

Цепь С8; R12; VD2 - так называемый Снаббер, предназначен для подавления индуктивных выбросов. Спасает низковольтный МОСФЕТ, например IRF3205 выдерживает, если не ошибаюсь, (сток - исток) до 50в. Однако здорово уменьшает КПД. И диод и резистор прилично греются. За то увеличивается надежность. В некоторых режимах (схемах) без него просто сразу сгорает мощный транзистор. А бывает работает и без всего этого...Надо смотреть осциллограф...

Схема (6)

Схема (10)

Примеры реализации регулировок (стабилизации) тока и напряжения. То, что на рисунке №12 делал сам, - понравилось. Синие конденсаторы наверное можно не устанавливать, но лучше пусть будут.

Схема (11)

Все электронщики, занимающиеся конструированием устройств электропитания, рано или поздно сталкиваются с проблемой отсутствия нагрузочного эквивалента или функциональной ограниченностью имеющихся нагрузок, а так же их габаритами. К счастью, появление на российском рынке дешевых и мощных полевых транзисторов несколько исправило ситуацию.

Стали появляться любительские конструкции электронных нагрузок на базе полевых транзисторов, более пригодных к использованию в качестве электронного сопротивления, нежели их биполярные собратья: лучшая температурная стабильность, практически нулевое сопротивление канала в открытом состоянии, малые токи управления - основные преимущества, определяющие предпочтительность их использования в качестве регулирующего компонента в мощных устройствах. Более того, самые разнообразные предложения появились от производителей приборов, прайсы которых пестрят самыми разнообразными моделями электронных нагрузок. Но, так как производители ориентируют свою весьма сложную и многофункциональную продукцию под названием "электронная нагрузка" в основном на производство, цены на эти изделия настолько высоки, что покупку может позволить себе лишь весьма состоятельный человек. Правда, не не совсем понятно, - зачем состоятельному человеку электронная нагрузка.

ЭН промышленного изготовления, ориентированного на любительский инженерный сектор, мною замечено не было. Значит, опять придется все делать самому. Э-эх... Начнем.

Преимущества электронного эквивалента нагрузки

Чем же в принципе электронные нагрузочные эквиваленты предпочтительнее традиционных средств (мощные резисторы, лампы накаливания, термонагреватели и прочие приспособления), используемых зачастую конструкторами при наладке различных силовых устройств?

Граждане портала, имеющие отношение к конструированию и ремонту блоков питания, несомненно знают ответ на этот вопрос. Лично я вижу два фактора, достаточных для того, что бы иметь в своей "лаборатории" электронную нагрузку: небольшие габариты, возможность управления мощностью нагрузки в больших пределах простыми средствами (так, как мы регулируем громкость звучания или выходное напряжение блока питания - обычным переменным резистором а не мощными контактами рубильника, движком реостата и т.д.).

Кроме того, "действия" электронной нагрузки можно легко автоматизировать, облегчив таким образом и сделав более изощренными испытания силового устройства с помощью электронной нагрузки. При этом, разумеется, освобождаются глаза и руки инженера, работа становится продуктивней. Но о прелестях всех возможных наворотов и совершенств - не в этой статье, и, быть может, от другого автора. А пока, - лишь о еще одной разновидности электронной нагрузки - импульсной.

Особенности импульсного варианта ЭН

Аналоговые электронные нагрузки безусловно хороши и многие из тех, кто использовал ЭН при наладке силовых устройств, оценили ее преимущества. Импульсные ЭН имеют свою изюминку, давая возможность для оценки работы блока питания при импульсном характере нагрузки таком, как, например, работа цифровых устройств. Мощные усилители звуковых частот так же оказывают характерное влияние на питающие устройства, а потому, неплохо было бы знать, как поведет себя блок питания, расчитанный и изготовленный для конкретного усилителя, при определенном заданном характере нагрузки.

При диагностике ремонтируемых блоков питания эффект применения импульсной ЭН так же заметен. Так, например, с помощью импульсной ЭН была найдена неисправность современного компьютерного БП. Заявленная неисправность данного 850-ваттного БП была следующей: компьютер при работе с этим БП выключался произвольно в любое время при работе с любым приложением, независимо от потребляемой, на момент выключения, мощности. При проверке на обычную нагрузку (куча мощных резисторов по +3В, +5В и галогенных лампочек по +12В) этот БП отработал на "ура" в течении нескольких часов при том, что мощность нагрузки составила 2/3 от его заявленной мощности. Неисправность проявилась при подключении импульсной ЭН к каналу +3В и БП начал отключаться, едва стрелка амперметра доходила до деления 1А. При этом токи нагрузки по каждому из прочих каналов положительного напряжения не превышали 3А. Неисправной оказалась плата супервизора и была заменена на аналогичную (благо, был такой же БП с выгоревшей силовой частью), после чего БП заработал нормально на максимальном токе, допустимом для используемого экземпляра импульсной ЭН (10А), которая и является предметом описания в данной статье.

Идея

Идея создания импульсной нагрузки появилась достаточно давно и впервые была реализована в 2002 году, но не в теперешнем ее виде и на другой элементной базе и для несколько иных целей и не было в то время для меня лично достаточных стимулов и прочих основаий для развития этой идеи. Сейчас звезды стоят иначе и что-то сошлось для очередного воплощения этого устройства. С другой стороны, устройство изначально имело несколько иное назначение - проверка параметров импульсных трансформаторов и дросселей. Но одно другому не мешает. Кстати, если кто-то захочет заняться исследованием индуктивных компонентов с помощью этого или аналогичного устройства, пожалуйста: ниже архивы статей маститых (в области силовой электроники) инженеров, посвященных этой теме.

Итак, что же представляет собой "классическая" (аналоговая) ЭН в принципе. Токовый стабилизатор, работающий в режиме короткого замыкания. И ничего больше. И будет прав тот, кто в порыве какой угодно страсти замкнет выходные клеммы зарядного устройства или сварочного аппарата и скажет: это - электронная нагрузка! Не факт, конечно, что подобное замыкание не будет иметь пагубных последствий, как для устройств, так и для самого оператора, но и то и другое устройство действительно являются источниками тока и вполне могли бы претендовать после определенной доводки на роль электронной нагрузки, как и любой другой сколь угодно примитивный источник тока. Ток в аналоговой ЭН будет зависеть от напряжения на выходе проверяемого БП, омического сопротивления канала полевого транзистора, устанавливаемого величиной напряжения на его затворе.

Ток в импульсной ЭН будет зависеть от суммы параметров в число которых будет входить ширина импульса, минимальное сопротивление открытого канала выходного ключа и свойства проверяемого БП (емкость конденсаторов, индуктивность дросселей БП, выходное напряжение).
При открытом ключе ЭН образует кратковременное короткое замыкание , при котором конденсаторы испытуемого БП разряжаются, а дроссели (если они содержатся в конструктиве БП) стремяться к насыщению. Классического КЗ, однако, не происходит, т.к. ширина импульса ограничена во времени микросекундными величинами, определяющими величину разрядного тока конденсаторов БП.
В то же время проверка импульсной ЭН является более экстремальной для проверяемого БП. Зато и "подводных камней" при такой проверке выявляется больше, вплоть до качества питающих проводников, подводимых к питающему устройству. Так, при подключении импульсной ЭН к 12-тивольтовому БП соединительными медными проводами диаметром жилы 0,8мм и токе нагрузки 5А, осциллограмма на ЭН выявила пульсации, представляющие собой последовательность прямоугольных импульсов размахом до 2В и остроконечными выбросами с амплитудой, равной напряжению питания. На клеммах самого БП пульсации от ЭН практически отсутствовали. На самой ЭН пульсации были сведены к минимуму (менее 50мВ) при помощи увеличения количества жил каждого питающих ЭН проводников - до 6. В "двухжильном" варианте минимума пульсаций, сопоставимого с "шестижильным", удалось достигнуть установкой дополнительного электролитического конденсатора емкостью 4700мФ в точках соединения питающих проводов с нагрузкой. Так что, при построении БП, импульсная ЭН очень даже может пригодиться.

Схема

ЭН собрана на популярных (благодаря большому количеству утилизированных компьютерных БП) компонентах. Схема ЭН содержит генератор с регулируемой частотой и шириной импульсов, термо-и-токовую защиту. Генератор выполнен на ШИМ TL494 .

Регулировка частоты осуществляется переменным резистором R1; скважности - R2; термочувствительности - R4; ограничение тока - R14.
Выход генератора умощнен эмиттерным повторителем (VT1, VT2) для работы на емкости затворов полевых транзисторов числом от 4-х и более.

Генераторная часть схемы и буферный каскад на транзисторах VT1, VT2 могут быть запитаны от отдельного источника питания с выходным напряжением +12...15В и током до 2А или от канала +12В проверяемого БП.

Выход ЭН (сток полевого транзистора) и соединяется с "+" проверяемого БП, общий провод ЭН - с общим проводом БП. Каждый из затворов полевых транзисторов (в случае их группового использования) должен быть соединен с выходом буферного каскада собственным резистором, нивелирующим разницу параметров затворов (емкость, пороговое напряжение) и обеспечивающим синхронную работу ключей.

На фотографиях видно, что на плате ЭН имеется пара светодиодов: зеленый - индикатор питания нагрузки, красный индицирует срабатывание усилителей ошибки микросхемы при критической температуре (постоянное свечение) или при ограничении тока (едва заметное мерцание). Работой красного светодиода управляет ключ на транзисторе КТ315, эмиттер которого соединен с общим проводом; база (через резистор 5-15кОм) с выводом 3 микросхемы; коллектор - (через резистор 1,1 кОм) с катодом светодиода, анод которого соединен выводам 8, 11, 12 микросхемы DA1. На схеме этот узел не показан, т.к. не является безусловно обязательным.

По поводу резистора R16. При прохождении через него тока 10А, рассеиваемая на резисторе мощность составит 5Вт (при указанном на схеме сопротивлении). В реальной конструкции используется резистор сопротивлением 0,1 Ом (не оказалось нужного номинала) и мощность, рассеиваемая на его корпусе при том же токе, составит 10Вт. Температура резистора при этом гораздо выше температуры ключей ЭН, которые (при использовании радиатора, показанного на фото) греются не сильно. Поэтому термодатчик лучше установить на резисторе R16 (или в непосредственной близости), а не на радиаторе с ключами ЭН.

Николай Петрушов

TL494, что это за "зверь" такой?

TL494 (Texas Instruments) - это наверное самый распространённый ШИМ-контроллер, на базе которого создавалась основная масса компьютерных блоков питания, и силовые части различных бытовых приборов.
Да и сейчас эта микросхема довольно популярна среди радиолюбителей, занимающихся построением импульсных блоков питания. Отечественный аналог этой микросхемы - М1114ЕУ4 (КР1114ЕУ4). Кроме того ещё разные зарубежные фирмы выпускают данную микросхему с разными названиями. Например IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Всё это одна и та же микросхема.
Возраст её гораздо моложе TL431 . Выпускаться он начала фирмой Texas Instruments где то с конца 90-х - начала 2000-х годов.
Давайте-ка вместе попробуем разобраться, что она из себя представляет и что это за "зверь" такой? Рассматривать мы будем микросхему TL494 (Texas Instruments).

И так, для начала посмотрим, что у неё внутри.

Состав.

В её составе имеется:
- генератор пилообразного напряжения (ГПН);
- компаратор регулировки мертвого времени (DA1);
- компаратор регулировки ШИМ (DA2);
- усилитель ошибки 1 (DA3), используется в основном по напряжению;
- усилитель ошибки 2 (DA4), используется в основном по сигналу ограничения тока;
- стабильный источник опорного напряжения (ИОН) на 5В с внешним выводом 14;
- схема управления работой выходного каскада.

Потом все её составные части мы конечно рассмотрим и постараемся разобраться, для чего всё это нужно и как всё это работает, но для начала необходимо будет привести её рабочие параметры (характеристики).

Предельные её характеристики следующие;

Напряжение питания.....................................................41В

Входное напряжение усилителя....................................(Vcc+0.3)В

Выходное напряжение коллектора................................41В

Выходной ток коллектора.............................................250мА

Общая мощность рассеивания в непрерывном режиме....1Вт

Расположение и назначение выводов микросхемы.

Вывод 1

Это не инвертирующий (положительный) вход усилителя ошибки 1.
Если входное напряжение на нём будет ниже, чем напряжение на выводе 2, то на выходе этого усилителя ошибки 1, напряжения не будет (выход будет иметь низкий уровень) и он не будет оказывать никакого влияния на ширину (скважность) выходных импульсов.
Если на этом выводе напряжение будет выше, чем на выводе 2, то на выходе этого усилителя 1, появится напряжение (выход усилителя 1, будет иметь высокий уровень) и ширина (скважность) выходных импульсов будет уменьшаться тем больше, чем выше выходное напряжение этого усилителя (максимум 3,3 вольта).

Вывод 2

Это инвертирующий (отрицательный) вход усилителя сигнала ошибки 1.
Если входное напряжение на этом выводе выше, чем на выводе 1, на выходе усилителя ошибки напряжения не будет (выход будет иметь низкий уровень) и он не будет оказывать никакого влияния на ширину (скважность) выходных импульсов.
Если же напряжение на этом выводе ниже, чем на выводе 1, выход усилителя будет иметь высокий уровень.

Усилитель ошибки, это обычный ОУ с коэффициентом усиления порядка = 70..95дБ по постоянному напряжению, (Ку = 1 на частоте 350 кГц). Диапазон входных напряжений ОУ простирается от -0.3В и до напряжения питания, минус 2В. То есть максимальное входное напряжение должно быть ниже напряжения питания минимум на два вольта.

Вывод 3

Это выходы усилителей ошибки 1 и 2, соединённых с этим выводом через диоды (схема ИЛИ). Если напряжение на выходе какого-либо усилителя меняется с низкого на высокий уровень, то на выводе 3 оно также переходит в высокий.
Если напряжение на этом выводе превысит 3,3 В, то импульсы на выходе микросхемы пропадают (нулевая скважность).
Если напряжение на этом выводе близко к 0 В, тогда длительность выходных импульсов (скважность) будет максимальна.

Вывод 3 обычно используется для обеспечения ОС усилителей, но если это необходимо, то вывод 3 может быть использован и в качестве входного, для обеспечения изменения ширины импульсов.
Если напряжение на нем высокое (> ~ 3,5 В), то импульсы на выходе МС будут отсутствовать. Блок питания не запустится ни при каких обстоятельствах.

Вывод 4

Он управляет диапазоном изменения "мёртвого" времени (англ. Dead-Time Control), в принципе это та же самая скважность.
Если напряжение на нем будет близко к 0 В, то на выходе микросхемы будут, как минимально возможные, так и максимальные по ширине импульсы, что соответственно может задаваться другими входными сигналами (усилители ошибок, вывод 3).
Если напряжение на этом выводе будет около 1,5 В, то ширина выходных импульсов будет в районе 50% от их максимальной ширины.
Если напряжение на этом выводе превысит 3,3 В, то импульсы на выходе МС будут отсутствовать. Блок питания не запустится ни при каких обстоятельствах.
Но стоит не забывать, что при увеличении "мёртвого" времени, диапазон регулировки ШИМ будет уменьшаться.

Изменяя напряжение на выводе 4, можно задавать фиксированную ширину "мёртвого" времени (R-R делителем), осуществить в БП режим мягкого старта (R-C цепочкой), обеспечить дистанционное выключение МС (ключ), а также можно использовать этот вывод, как линейный управляющий вход.

Давайте рассмотрим (для тех, кто не знает), что такое "мёртвое" время и для чего оно нужно.
При работе двухтактной схемы БП, импульсы поочерёдно подаются с выходов микросхемы на базы (затворы) выходных транзисторов. Так как любой транзистор - элемент инерционный, он не может мгновенно закрыться (открыться) при снятии (подаче) сигнала с базы (затвора) выходного транзистора. И если на выходные транзисторы подавать импульсы без "мёртвого" времени (то есть с одного импульс снять и на второй сразу подать), может наступить такой момент, когда один транзистор не успеет закрыться, а второй уже открылся. Тогда весь ток (называется сквозной ток) потечёт через оба открытых транзистора минуя нагрузку (обмотку трансформатора), и так как он ни чем не будет ограничен, выходные транзисторы мгновенно выйдут из строя.
Чтобы такое не произошло, необходимо после окончания одного импульса и до начала следующего - прошло какое-то определённое время, достаточное для надёжного закрытия того выходного транзистора, со входа которого снят управляющий сигнал.
Это время и называется "мёртвым" временем.

Да, ещё если посмотреть рисунок с составом микросхемы, то мы видим, что вывод 4 соединён со входом компаратора регулировки мертвым временем (DA1) через источник напряжения, величиной 0,1-0,12 В. Для чего это сделано?
Это как раз и сделано для того, чтобы максимальная ширина (скважность) выходных импульсов никогда не была равна 100%, для обеспечения безопасной работы выходных (выходного) транзисторов.
То есть если "посадить" вывод 4 на общий провод, то на входе компаратора DA1 всё равно не будет нулевого напряжения, а будет напряжение как раз этой величины (0,1-0,12 В) и импульсы с генератора пилообразного напряжения (ГПН) появятся на выходе микросхемы только тогда, когда их амплитуда на выводе 5, превысит это напряжение. То есть микросхема имеет фиксированный максимальный порог скважности выходных импульсов, который не превысит для однотактного режима работы выходного каскада 95-96%, и для двухтактного режима работы выходного каскада - 47,5-48%.

Вывод 5

Это вывод ГПН, он предназначен для подключения к нему времязадающего конденсатора Ct, второй конец которого подсоединяется к общему проводу. Ёмкость его выбирается обычно от 0,01 мкФ до 0,1 мкФ, в зависимости от выходной частоты ГПН импульсов ШИМ-контроллера. Как правило здесь используются конденсаторы высокого качества.
Выходную частоту ГПН можно как раз контролировать на этом выводе. Размах выходного напряжения генератора (амплитуда выходных импульсов) где-то в районе 3-х вольт.

Вывод 6

Тоже вывод ГПН, предназначенный для подключения к нему врямя-задающего резистора Rt, второй конец которого подсоединяется к общему проводу.
Величины Rt и Ct определяют выходную частоту ГПН, и рассчитываются по формуле для однотактного режима работы;

Для двухтактного режима работы формула имеет следующий вид;

Для ШИМ-контроллеров других фирм, частота рассчитывается по такой же формуле, за исключением - цифру 1 необходимо будет поменять на 1,1.

Вывод 7

Он присоединяется к общему проводу схемы устройства на ШИМ-контроллере.

Вывод 8

В составе микросхемы имеется выходной каскад с двумя выходными транзисторами, которые являются ее выходными ключами. Выводы коллекторов и эмиттеров этих транзисторов свободные, и поэтому в зависимости от необходимости, эти транзисторы можно включать в схему для работы как с общим эмиттером, так и с общим коллектором.
В зависимости от напряжения на выводе 13, этот выходной каскад может работать как в двухтактном режиме работы, так и в однотактном. В однотактном режиме работы эти транзисторы можно соединять параллельно для увеличения тока нагрузки, что обычно и делают.
Так вот, вывод 8, это вывод коллектора транзистора 1.

Вывод 9

Это вывод эмиттера транзистора 1.

Вывод 10

Это вывод эмиттера транзистора 2.

Вывод 11

Это коллектор транзистора 2.

Вывод 12

К этому выводу подсоединяется «плюс» источника питания TL494CN.

Вывод 13

Это вывод выбора режима работы выходного каскада. Если этот вывод подсоединить к общему проводу, выходной каскад будет работать в однотактном режиме. Выходные сигналы на выводах транзисторных ключей будут одинаковыми.
Если подать на этот вывод напряжение +5 В (соединить между собой выводы 13 и 14), то выходные ключи будут работать в двухтактном режиме. Выходные сигналы на выводах транзисторных ключей будут противофазны и частота выходных импульсов будет в два раза меньше.

Вывод 14

Это выход стабильного И сточника О порного Н апряжения (ИОН), С выходным напряжением +5 В и выходным током до 10 мА, которое может быть использовано в качестве образцового для сравнения в усилителях ошибки, и в других целях.

Вывод 15

Он работает точно так же, как и вывод 2. Если второй усилитель ошибки не используется, то вывод 15 просто подключают к 14-му выводу (опорное напряжение +5 В).

Вывод 16

Он работает так же, как и вывод 1. Если второй усилитель ошибки не используется, то его обычно подключают к общему проводу (вывод 7).
С выводом 15, подключенным к +5 В и выводом 16, подключенным к общему проводу, выходное напряжение второго усилителя отсутствует, поэтому он не оказывает никакого влияния на работу микросхемы.

Принцип работы микросхемы.

Так как же работает ШИМ-контроллер TL494.
Выше мы подробно рассмотрели назначение выводов этой микросхемы и какую функцию они выполняют.
Если всё это тщательно проанализировать, то из всего этого становится ясно, как работает эта микросхема. Но я ещё раз очень кратко опишу принцип её работы.

При типовом включении микросхемы и подаче на неё питания (минус на вывод 7, плюс на вывод 12), ГПН начинает вырабатывать пилообразные импульсы, амплитудой около 3-х вольт, частота которых зависит от подключенных С и R к выводам 5 и 6 микросхемы.
Если величина управляющих сигналов (на выводе 3 и 4) меньше 3-х вольт, то на выходных ключах микросхемы появляются прямоугольные импульсы, ширина которых (скважность) зависит от величины управляющих сигналов на выводе 3 и 4.
То есть в микросхеме идёт сравнение положительного пилообразного напряжения с конденсатора Ct (C1) с любым из двух управляющих сигналов.
Логические схемы управления выходными транзисторами VT1 и VT2, открывают их только тогда, когда напряжение пилообразных импульсов выше сигналов управления. И чем больше эта разница, тем шире выходной импульс (больше скважность).
Управляющее напряжение на выводе 3 в свою очередь зависит от сигналов на входах операционных усилителей (усилителей ошибок), которые в свою очередь могут контролировать выходное напряжение и выходной ток БП.

Таким образом, увеличение или уменьшение величины какого либо управляющего сигнала, вызывает соответственно линейное уменьшение или увеличение ширины импульсов напряжения на выходах микросхемы.
В качестве управляющих сигналов, как уже было сказано выше, может быть использовано напряжение с вывода 4 (управление «мертвым временем»), входы усилителей ошибки или вход сигнала обратной связи непосредственно с вывода 3.

Теория, как говорится теорией, но гораздо будет лучше всё это посмотреть и "пощупать" на практике, поэтому соберём на макетной плате следующую схемку и посмотрим воочию, как всё это работает.

Самый простой и быстрый способ - собрать всё это на макетной плате. Да, микросхему я поставил КА7500. Вывод "13" микросхемы посадил на общий провод, то есть у нас выходные ключи будут работать в однотактном режиме (сигналы на транзисторах будут одинаковыми), а частота повторения выходных импульсов, будет соответствовать частоте пилообразного напряжения ГПН.

Осциллограф я подключил к следующим контрольным точкам:
- Первый луч к выводу "4", для контроля постоянного напряжения на этом выводе. Находится в центре экрана на нулевой линии. Чувствительность - 1 вольт на деление;
- Второй луч к выводу "5", для контроля пилообразного напряжения ГПН. Находится он так же на нулевой линии (совмещены оба луча) в центре осциллографа и с такой же чувствительностью;
- Третий луч на выход микросхемы к выводу "9", для контроля импульсов на выходе микросхемы. Чувствительность луча 5 вольт на деление (0,5 вольт, плюс делитель на 10). Находится в нижней части экрана осциллографа.

Забыл сказать, выходные ключи микросхемы подключены с общим коллектором. По другому сказать - по схеме эмиттерного повторителя. Почему повторителя? Потому что сигнал на эмиттере транзистора в точности повторяет сигнал базы, чтобы нам всё было хорошо видно.
Если снимать сигнал с коллектора транзистора, то он будет инвертирован (перевёрнут) по отношению к сигналу базы.
Подаём питание на микросхему и смотрим что у нас имеется на выводах.

На четвёртой ножке у нас ноль (бегунок подстроечного резистора в крайнем нижнем положении), первый луч находится на нулевой линии в центре экрана. Усилители ошибки тоже не работают.
На пятой ножке мы видим пилообразное напряжение ГПН (второй луч), амплитудой чуть больше 3-х вольт.
На выходе микросхемы (вывод 9) мы видим прямоугольные импульсы, амплитудой около 15-ти вольт и максимальной ширины (96%). Точки в нижней части экрана - это как раз фиксированный порог скважности и есть. Чтобы его было лучше видно, включим растяжку на осциллографе.

Ну вот, сейчас видно лучше. Это как раз и есть время, когда амплитуда импульса падает до нуля и выходной транзистор закрыт это короткое время. Уровень нуля для этого луча в нижней части экрана.
Ну что, давайте добавим напряжение на вывод "4" и посмотрим что у нас получается.

На выводе "4" подстроечным резистором я установил постоянное напряжение величиной 1 вольт, первый луч поднялся на одно деление (прямая линия на экране осциллографа). Что мы видим? Мёртвое время увеличилось (уменьшилась скважность), это пунктирная линия в нижней части экрана. То есть выходной транзистор закрыт на время уже примерно на половину длительности самого импульса.
Добавим ещё один вольт подстроечным резистором на вывод "4" микросхемы.

Мы видим, что первый луч поднялся ещё на одно деление вверх, длительность выходных импульсов стала ещё меньше (1/3 от длительности всего импульса), а мёртвое время (время закрытия выходного транзистора) увеличилось до двух третьей. То есть наглядно видно, что логика микросхемы сравнивает уровень сигнала ГПН с уровнем управляющего сигнала, и пропускает на выход только тот сигнал ГПН, уровень которого выше управляющего сигнала.

Чтобы стало ещё понятней - длительность (ширина) выходных импульсов микросхемы будет такой, какой является длительность (ширина) выходных импульсов пилообразного напряжения находящихся выше уровня управляющего сигнала (выше прямой линии на экране осциллографа).

Идём дальше, добавляем ещё один вольт на вывод "4" микросхемы. Что мы видим? На выходе микросхемы очень короткие импульсы, по ширине примерно такие же, как и выступающие выше прямой линии верхушки пилообразного напряжения. Включим растяжку на осциллографе, чтобы импульс было лучше видно.

Вот, мы видим короткий импульс, в течении которого выходной транзистор будет открыт, а всё остальное время (нижняя линия на экране) будет закрыт.
Ну что, попробуем поднять напряжение на выводе "4" ещё больше. Ставим подстроечным резистором напряжение на выводе выше уровня пилообразного напряжения ГПН.

Ну всё, БП у нас перестанет работать, так как на выходе полный "штиль". Выходных импульсов нет, так как на управляющем выводе "4" у нас постоянное напряжение уровнем больше 3,3 вольта.
Абсолютно то же самое будет, если подавать управляющий сигнал и на вывод "3", или на какой либо усилитель ошибки. Кому интересно, можете сами проверить опытным путём. Притом, если управляющие сигналы будут сразу на всех управляющих выводах, управлять микросхемой (преобладать), будет сигнал с того управляющего вывода, амплитуда которого больше.

Ну что, давайте попробуем отключить вывод "13" от общего провода и подсоединить его к выводу "14", то есть переключить режим работы выходных ключей из однотактного в двухтактный. Посмотрим, что у нас получится.

Подстроечным резистором выводим опять напряжение на выводе "4" на ноль. Включаем питание. Что мы видим?
На выходе микросхемы так же присутствуют прямоугольные импульсы максимальной длительности, но их частота следования стала в два раза меньше частоты пилообразных импульсов.
Такие же самые импульсы будут и на втором ключевом транзисторе микросхемы (вывод 10), с той лишь разницей, что они будут сдвинуты по времени относительно этих на 180 градусов.
Здесь так же присутствует максимальный порог скважности (2%). Сейчас его не видно, нужно подключать 4-й луч осциллографа и совмещать вместе два выходных сигнала. Щупа четвёртого нет под рукой, поэтому этого не сделал. Кто хочет, проверьте практически сами, чтобы в этом удостовериться.

В таком режиме микросхема работает точно так же, как и в однотактном режиме, лишь с той разницей, что максимальная длительность выходных импульсов здесь не будет превышать 48% от общей длительности импульса.
Так что долго рассматривать этот режим мы не будем, а просто посмотрим, какие у нас будут импульсы при напряжении на выводе "4" в два вольта.

Поднимаем напряжение подстроечным резистором. Ширина выходных импульсов уменьшилась до 1/6 общей длительности импульса, то есть тоже ровно в два раза, чем в однотактном режиме работы выходных ключей (там в 1/3 раза).
На выводе второго транзистора (вывод 10) будут такие же импульсы, только сдвинутые по времени на 180 градусов.
Ну вот в принципе мы и разобрали работу ШИМ контроллера.

Ещё по выводу "4". Как говорилось раньше, этот вывод можно использовать для "мягкого" старта блока питания. Как это организовать?
Очень просто. Для этого подключаем к выводу "4" RC цепочку. Вот например фрагмент схемы:

Как здесь работает "мягкий старт"? Смотрим схему. Конденсатор С1 через резистор R5 подключен к ИОН (+5 вольт).
При подаче питания на микросхему (вывод 12), на выводе 14 появляется +5 вольт. Начинает заряжаться конденсатор С1. Через резистор R5 протекает зарядный ток конденсатора, в момент включения он максимальный (конденсатор разряжен) и на резисторе возникает падение напряжения 5 вольт, которое подаётся на вывод "4". Это напряжение, как мы уже выяснили опытным путём, запрещает прохождение импульсов на выход микросхемы.
По мере заряда конденсатора, зарядный ток уменьшается и соответственно уменьшается и падение напряжения на резисторе. Напряжение на выводе "4" также уменьшается и на выходе микросхемы начинают появляться импульсы, длительность которых постепенно увеличивается (по мере заряда конденсатора). Когда конденсатор зарядится полностью - зарядный ток прекращается, напряжение на выводе "4" становится близко к нулю, и вывод "4" больше не оказывает влияния на длительность выходных импульсов. Блок питания выходит на свой рабочий режим.
Естественно Вы догадались, что время запуска БП (выхода его на рабочий режим) будет зависеть от величины резистора и конденсатора, и их подбором можно будет регулировать это время.

Ну вот, это кратко вся теория и практика, и ничего здесь особо сложного нет, и если Вы поймёте и разберётесь в работе этого ШИМ-а, то Вам не составит никакого труда разобраться и понять работу других ШИМ-ов.

Желаю всем удачи.